Post on 04-Jul-2022
UNIVERSIDADE DE SÃO PAULO ESCOLA DE ENGENHARIA DE SÃO CARLOS
DEPARTAMENTO DE ELETRICIDADE
Princípios de Comunicação
(Modulação Angular)
José Carlos Sartori Marcelo Basilio Joaquim
São Carlos, maio de 2006
CONTE® O
1 - Modulação Angular
1.1 Modulação em fase
1.2 Modulação em freg_uência
1.3 Modulação por um único tom
1.3.1 Em fase
1.3.2 Em freg_uência
2 - Espectro de um sinal FM
2.1 Potência de um sinal FM
2.2 Largura de faixa de um sinal FM
2.3 Modulação com faixa estreita
3 - Geração de ondas moduladas em freg_uência:
3.1 Método indireto
3. 2 Método di:r·eto
3.2.1 Modulador de Reatância
3.3 Diagrama em blocos do transmissor
4 - Detetores de FM
4.1 Detetor Travis ou Discriminador diferencial
4.2 Discriminador Foster-Seeley
4.3 Detetor de Relação
4.4 Demodulação FM com Phase Locked Loôp
4.4.1 Princ~pio de operação do PLL.
4.4.2 Modelo Matemático
4.4.3 Análise no dominio da freg_uência
4.4.4 O PLL como demodulador de FJ!i[
4.4.5 Estudo do comportamento do Sistema
4.4.6 Eg_uação de malha para alguns filtros
4•4•7 Algumas considerações de projeto
4.4.8 Exemplo de Projeto
4.5 Deteção Digital de FM
4.6 Detetor de Quadratura
4.6.1 Detetor de coincidencia usando porta E.
- 1 -
5 - Receptores de FM
5-l Amplificador de RF
5.2 Conversor de frequência
5.3 Amplificador de FI
5·4 Limitador
5.5 Discriminador
5.6 Controle automático de frequência (CAF)
5.7 Pré-ênfase e de-ênfase
6 - FM estéreo
6.1 Introdução / transmissão
6.2 Recepção estereofÔnica
6.3 Decodificador de FM estéreo utilizando circuito integrado
- 2 -
1. :MODULAÇÃO .ANGULAR
A modul.ação angular é = tipo de modul.ação na qual o ângulo
de =a portadora senoidal é variado de acordo com o sinal modulante,
e a amplitude máxima da portadora é mantida constante. Uma importan
te característica deste tipo de modulação é que ela apresenta uma ~
lhor discriminação contra ruídos e interferências do que a modul.a.ção
em amplitude, contudo a largura de faixa necessária pa.ra a transmis
são é muito maior.
Existem dois métodos de modul.ação angular.. que sao mui to r~
laciona.dos entre si: modulação ~ fase e modulação em freguência.
Uma ênfase maior sera dada a modulação em frequênoia que e a mais usada· comercialmente.
Podemos e:xpressar uma onda modul.ada em ângulo, no domínio do
tempo,como segue:
onde: A0
: amplitude da portadora
ei(t): valor instantâneo do ângulo de fase da onda portadora
A frequência instantânea da onda portadora s(t) é dada por:
= l
21!'
A modulação em frequência e a. modul.ação em fase podem ser
descritas no domínio do tempo como segues
1.1. l~dulação em fase (PM):
É uma forma de modulação angular, na qual o ângulo de fase
instantâneo é igual à fase da portadora não modula~, mais uma compo
nente variante no tempo, que é proporcional ao sinal modulante apli
cado, assim:
fase da portadora não modulada
sinal de informação (modulante)
Kp : sensibilidade de fase do modulador
- 3 -
Assim a frequência instantânea do sinal PM fica dada :por:
i'i(t) 1 à:8i(t) 1 ~(t) = = f + K
2fl' dt c 21Y :p dt
A equação do sinal modulado em fase é
O fndice de modulação do sinal fl~ é definido como:
1.2. Modulação em frequência (FM):
~ uma for~ de modulação angular, na qual a frequência angular instantânea wi(t) é igual à frequência da portadora não modu
lada mais uma componente variante no tem:po que é :pro:poarcional ao
sinal modulante aplicado.
ou w.(t) = w + 21'fk..,m(t) l. c ...
sensibilidade de frequencia do modulador ( HZ/volt)
Podemos escrever a equação do sinal modulado em frequência t
:por: ( )t como: 6i(t) = ) ( w
0 + 21l'kfm(t~ dt = w
0t + 2Tík.f m(t)dt
o o
~(t) = A0 cos (wct + 21'fkf ~: m(t) dt]
O {ndice de modulação do sinal FM é definido como:
Podel:los observar que na modulação em fS:se, a frequência
instantânea varia linearmente com a derivada do sinal modulante, e
na modulação em frequência, a frequência instantânea varia linearme~
te com o sinal modulante.
- 4 -
As formas de onda da figura seguinte mostram uma portadora
modulada em frequência e em fase por um tom de audio senoidal. Oose~
ve que a distinção entre a modulação em frequência e em fase só pode ser feita quando comparamos com o sinal modulante.
' l\ (\ \ r~ r. ~ ~
'\ r\ I '
',j \ v ! I \ v ~ \ \, J v v v l \
c
e
(a) portadora, (b) sinal modulante, (c) onda modulada em amplitude,
(d) onda modulada em frequência, (e) onda modulada em fase.
- 5 -
1.3. Modulação por um único tom.
onde:
1.3.1. Modulação em fase:
A fase instantânea é.dada por:
assim o !ndice de modulação será
1.3.2. Modulação em frequência
A freg_uência angular instantânea da resultante onda FM será:
onde:
6.1: =
+ 2'1'1' k-A cos2'll' f t = w0 rm .m
é chamado de desvio de frequência, .
e representa o ma-
ximo deslocamento de frequênoia do sinal fll a partir da freg_uêncià
da portadora • Note que o desvio de frequência é proporcional à ampl!
tude do sinal modulante, mas é independente da freg_uência deste ·sinal.
O ângulo de fase instantâneo do sinal FM será dada por:
61(t) w1(t)dt = w0 t + senwmt --~t0 2Wât 2'11 fm
Assim o !ndice de modulação para o sinal FM será:
~ FM = I =
O !ndioe de modulação é muito identificado na prátic~por
- 6 -
Dependendo do valor do fndice de modulação ~odemoa ter dóis
casos de modulação em frequência.
a) FM de faixa estreita mf ~equeno com~arado com um radiano (mf~0,2)
o) FM d.e faixa larga. mf grande com~axa.do com um radiano.
Para FM de faixa estreita teremos que. a largura da fai
xa do sinal ~ara a transmissão é a~roximadamente 2 vezes a largura de
faixa do sinal modulante, enquanto que ~ara faixa larga a largura de
faixa necessária irá exceder este valor, podendo-se extender até o
infin:i. to.
2. ESPECTRO DE UM SINAL FM.
Vimos anteriormente que quando uma portadora era modulada
em amplitude ~or um tom de auaio cossenoidal, o e~ectro de frequên
cias deste sinal consistia de ~ par de bandas laterais em torno da
~ortadora, mas. se a ~ortadora for modulada em frequência· por um tom
de aud:i.o cossenoidal teoricamente um número infinito de bandas later~
is sao gerados em torno da portadora.
Considere o sinal modulante um tom de audio cossenoidal
m(t) = Amcoswmt , assim a correspondente onda modulada em frequên cia é dada por:
s(t) = A0 cos [w0 t + mfsenwmt]
Podemos colocar este sinal na seguinte forma:
onde Re = ~arte real
A função e~(jmf senwmt) é uma. função periÓdica portanto ~odemos desenvolvê-la em série e~onencial de Fourier.
=
obtenção dos termos An
- 7 -
•
l
T
1
21Y
e wenO.o terell!Os:
Á integral acima é reconhecilia co~o a ~unção de Bessel de
primeira espécie e n-ésima ordem, com ars~nto ~· Esta integral é
''~.:; :,,:;..,(~''',:::::::,::(:'::.) .,_ ltr
Á seguinte equação pode ser aplicada para se resolver a
integral acima.:
Jn(m:r) ~ n r l (~/2)2 = ( '""'2""') n ! - l!(n+l)!
.,.
l portanto An = Jn(m:r)
Propriedades da função de Bessel
2) Jn(nf)-) O
3) Jn(mf)-'7 O
l para n-=100
para m., -~ 00 -'"
Czn:r/2)4 (~/2)6
+ ···] 2!(n+2)! 3!(n+3)!
A tabela a sesxir ~ornece a solução da eq~ação acima para
alguns índices de modulação.
- 8 -
TAllELA DAS FUNÇ0ES DE BESSEL DE PRIJ.IEIRA ESPIWIE
( mr) Jo J1 J2 J3 J4 J5 J6 J7 Ja J9 J10 Jll Ji2 J13 J14 J15 J16
o.oo 1.00 - - M - - - - - - - - - - -0.25 0.98 0.12 - - - - - - - - - - - - - -0.3 0.94 0.24 0.03 - - - -1.0 0,77 0,44 o.u 0.02 - - - - - -1.5 0.51 Oo56 0.23 o.o6 o.o1 - - - - - - - - - - -2.0 0,22 o.sa 0.35 0.13 o.o3 - - - - - - - - -
"' 2.5 -0.05 0.50 0.45 0.22 0.07 0.02
3.0 -0,26 0.34 0.49 0.31 0.12 0.04 o.o1
4·0 -0.40 -0.07 0.36 0.43 0.28 0.13 0.03 0,02
5.0 -0.16 -0.33 0,05 0.36 0.39 0.26 0.1) o.o5 .o.o2
6.0 0.15 -0.28 -0.24 o.n 0,)6 0.36 0.25 0.13 0.06 0.02
1·0 0.30 o.oo -0.30 -0.17 0,16 0.35 0.34 0.23 0.13 o.o6 0.02 - - - - - -a. o 0.17 0,23 -0.11 -0.29 -0.10 0.19 o.34 0.32 0.22 0.13 o.o~ o.o3 - - - - -9.0 -0.09 0.24 Ool4 -0,18 -0.27 -0.06 0,20 0.33 0.30 0.21 0,12 o.o6 0,03 o.o1 - - -
w.o -0.25 0.04 0.25 o.o6 -o.22 -0.23 -o.o1 0,22 0.31 0.29 0.20 0.12 0,06 0.03 o.o1 - -12.0 o.o5 -o.22 -o.oa 0.20 0.18 -0.07 -0.24 -0.17 0.05 0.23 0.30 0.27 0.20 0.12 0.07 0.03 o.o1
15.0 -0.01 0.21 0.04 -0.19 -0.12 0.13 0.21 0,03 -0.17 -0.22 -0,09 0.10 0.24 0,28 0,25 0.16 0,12
A equação para o sinal F1J torna-se portanto:
s(t) = R [A ejwct L .Jn(~). ejnwmtl e c n=-00 ~
[ 00
ej(•o + "'•)'] = .A.c Re L Jn(m:r) n=-00
= Ao . L Jn(mi') cos ( w0 + nwm J t n=-OO
A equação acima é a representação em série de FOURIER de um
sinal FM modulado por um único tom, assim o espectro do sinal de FM torna-se:
s(i') = .A.c 2
f c- 3 fm
·L n:c-oo
fc-fm --------r-----7fc--~2~f~m-----.-------f~cL-----fc--+~fm----7fc--+727fm--~f~c~+~3~f~m----- f
i'ig. espectro de um sinal FM de i'aixa larga.
Pelas equações acima podemos i'azer as seguintes observações:
O espectro de uma onda FM contém a componente da portadora, e
um conjunto ini'inito de i'requências laterais espaçadas simetricamente
em ambos os lados da portadora, com separação de fm' 2fm , 3fm , •••
Este resultado é bem diferente do obtido em sistemas AM onde para mo
dulação com um único tom, sómente um para de bandas laterais é gerado.
- 10 -
2.1. Potência de um sinal FM
A amplitude da compone~te da portadora varia de acordo com
o Úldice de modulação (.T0(lll.f')) .uma explicação f!sica. para esta. pro -
priedade é que a envoltÓria de um sinal FM é constante, assim a pot~n
cia média de tal sinal desenvolvida através de um resistor de lohm é
também constante e vale:
p = 1
2
A potência em cada. componente lateral é proporcional ao
quadrado do coeficiente de Bessel associado. Uma vez que a envoltÓria
do sinal permanece constante (com ou sem modulação), a potência total
de um sinal FM permanece constante.
Assim a potência média de um sinal FM pode ser determin~
da a partir da equação:
s(t) = A0 • L Jn(lllt').eos [ w0 + nwm J·t n=-oo
e va.l.e:
A 2 p = c
onde: 2 A c
2
2
é a potência média de cada faixa lateral
Como a potência de um sinal FM permanece constante, algum
aumento na potência da banda lateral deve ser a custo da potência da
portadll:ra.
Podemos verificar isto atraves da tabela da fUnção de Eessel.
Para um n!vel de modulação oaixo, a amplitude (e potência) das frequên
cias laterais é muito baixa e a amplitude da portadora é alta.
Para indice de modulação menor que o.s, sómente a frequência
lateral de 12 ordem tem amplitude significante, enquanto que ·a amplitu
de da portadora é quase igual ao valor não modulado.
- 11 -
Com o aumento do indioe de modulação mais a mais potência é trans~erida para as fre~uências laterais, aumentando assim suas ampli
tudes, e as componentes de maior ordem vão se tornando signi~icantes •
por exemplo, com um índice de: :modulação igual a 9, a amplitude da po;::
tadora cai para men.os ~ue lo% do seu valor não modulado; a amplitude
do par de fre~uências de 4~ ordem é o triplo do valor da portadora; a
amplitude do par de fre~uências de 7~ ordem é quase quatro vezes a ~
plitude da portadora; e agora até o par de ~requênoias de 12~ ordem
tem valor signi~icante.
Na figura aoaixo vemos o espectro de ~requências normaliza
do de uma onda FM para alguns valores do :Índice de modulação e da
frequências do sinal modulante.
a) -m~ = O
f f c
' I I I I I I I I
E E E f c E E E .... .... .... .... ~ -ro ({) I + ro
I I u u u + u u - .... .,__ u '+- .... ....
2.6 F
BT
o) mf = 10 e ~m = 7,5 KE:z
I 21l. f= 150KHz
illlilllilllilllil li 1 i
f c
B=210KHz
- 12 -
d) ~ = 2 rm = lOKRz 1Af=40K I
I I I I I f c
8=80 KHz
Para m:f = o o desvio da portadora # zero e nenhuma :fa:ixa lateral e ,
produzida., e
Para mr = 5 e :fm = 15 KRz .1'!.{2 = 75KRz
Pela tabela das funções de Bessel, para m:r = 5 até a componente
de s~ ordem é produzida com amplitude maior que 1% da portadora não
modulada. O coeficiente de Bessel s9
(mf) é bem menor do que 0,01 de
modo a ser considerado despres!vel.
Através da tabela de funções de Bessel podemos notar que o número
de componentes significativas maior do que 1% da unidade, aumenta com o Índice de modulação e, diminue com o aumento da frequência do sinal
modulante, mantendo a amplitude do sinal de audio constante.
2. 2. I·ar~a de faixa de um sinal FM.
Na teoria de faixa de um sinal PM contém um número infinito de -
fa:ixas laterais, na prática, contudo, um sinal de FM pode ser limita
do a um n2 significante de faixas laterais compatível com uma quanti~
de de distorção especificada. A princípio, poderíamos pensar que a 1~
gura de faixa necessária para se transmitir um sinal de FM, deveria ser
igual a duas vezes o máximo desvio de frequência. Mas examinando os
espectros de frequênoias mostrados nas figuras anteriores, vemos que o
número significante de faixas laterais extende-se além de !6f• mas
as faixas ·laterais distanciadas de f0
por uma quantidade maior do que
!J.f., decaem rapidamente para zero. Assim podemos definir uma largura de
faixa aproximada para a transmissão de uma onda FM como segue'
Esta relação é conhecida como reg;e. de Carlson.
- 13 -
Pode~os também definir uma largura de faixa como aquela que trans
mite todas as faixas laterais cuja amplitude seja maior do que 1% da
portadora não modulada. Assim=
.BT = 2.nmax fm
onde nmax é um valor de n tal que IJn (mf)!~ o.ol
O valor de nmax varia com o Índice de modulação mf como mostra a ta
bela abaixo:
m.., n2 significante de faixas laterais (2 n ) • max
0,1 2
0,3 4 0,5 4 1.0 6
2.0 8
5·0 16 10.0 28
20.0 50
30.0 70
À medida que aumentamos a frequência do sinal modulante, o Índice
de modulação diminue quando o desVio de frequência é mantido constante,
assim a largura de faixa tende a permanecer constante para diferentes -
frequências do sinal modulante.
No caso de um sinal modulante m(t) qualquer com espectro de fre -
quências limitado em w(Hz), Uma estimativa da largura de faixa necessá
ria para a transmissão é feita considerando o pior caso, onde definimos
uma largura de faixa considerando a maior componente de frequência do
sinal (w).
Exemplo
Nas transmissões de FM comercial o máximo desvio de frequência
permitido é de 75KHz, e a máxima frequência do sinal modulante é t{pi
camente de 15KRz. Encontre o correspondente Índice de modulação.
LH = = 5
15 X 103
- 14 -
A largura de fa:i.xa para a transmissão usando a regra de Carlson # sera:
=180KHz
Por outro lado se quizermos transmitir componentes de frequência.
com valor de 1% da portadora a largura de faixa deverá ser:
16 X 15 = 240 KHz
Na prática as transmissões de FM ocupam uma largura de fa:U:e. de
200 KRz, co=espondendo a um desvio de :!: 75 K:Hz em torno da portadora,
mais 25 KHz de banda de guarda superior e inferior para. se evitar -
interferência entre estações adjacentes, e minimizar a distorção.
200KHz
f c~
2.3. Modulação oom faixa estreita
Vamos considerar o caso de modulação em frequência por um único
tom,m(t) = Ãm coswmt 1 onde o :!ndice de modulação é menor que 0.2
<mr-<, o,2). Neste caso os coeficientes de B&ssel tornam-se:
Jo(m.r)~ l
Jl (mf) ~ mf/2
Jn(mf) = 0 1
- 15 -
ass:im:
A c
Espectro do sinal mfAc
1 f fc-fm !c fc fm
-mfAc
A partir da equação acima observa-se que uma onda FM de faixa
estrei~a pode ser gerada usando um integrador seguido de um. modula
dor de produto oomo mostra o diagrama em olocos.
m (t)
MODULADOR INTEGRADOR DE
PRODUTO
AcsenWc t
PORTADORA
Expandindo a equação acima teremos
1
2
- + +
DESLOCADOR -DE FASE 90°
- # ' , Esta expressao e bem semelhante a correspondente onda AM que e
dada por:
SAM(t)=Accoswct + ~m Ac. ( cos(wc+wm)t + cos(wc- wm)t J
diferindo sómente no sinal correspondente à faixa lateral inferior.
Assim para FM de faixa estreita a largura de faixa. para a trans
missão é a mesma para o sinal _fiM isto é 2fm
?odemos representar uma onda FM de faixa extreita com diagrama
fazorial mostrado abaixo7 éonsiderando a portadora como referência, O diagrama fasorial do sinal AM também é mostrado abaixo para efeito de
comparação.
- 16 -
s(t)
;}Wm
~Wm FM
CLS
,3. GERAÇÃO DE Ol'IDAS MODULADAS EM FREQuÊNCIA
Existem dois métodos básicos para a geração de ondas moduladas
em frequências, que são: FM direta e FM indireta.
,3.1 Método indireto
Por este método, o sinal modulante primeiro é integrado e então
usado para produzir um sinal FM de faixa extrai ta, após a modulação é
feita uma multiplicação de frequência para se aumentar o desvio de
.frequência a. um n!vel desejado. O diagrama em blocos deste sistema é
mostrado na figura abaixo.
sina I MODULADOR DE MULTIPLICADOR s (t)
INTEGRADOR FASE DE FAIXA modulante
ESTREITA SI (t) DE FREQUENCIA sinal FM
OSCILADOR
A CRISTAL
- 17 -
seja. s1(t) a. sa.ida do modulad.or de fase,
s1(t) = ~ cos [2Trflt + 2'!Íkf ): m(t) dtJ
onde:
fl: freg_uência do oscilador a cristal
k!': constante
Para uma modulação por um único tom s1 ( t) é dada por
m:f'l < 0,5 radianos para a distorção ser minilllQ..
A saida do modulador de fase é multiplicada n vezes pelo multipli
cador de frequência, produzindo desse modo o sinal FM de faixa larga:
s(t) = Acoos. ( 2Tífct + 2n 11 kf ) : m( t) dt)
onde
f c = :nfl
No caso de modulação por um ún:ico tom teremos:
s(t) = A0 cos ( 2 iTfct + m:r sen2 W fm t)
Assim escolhendo n:adequadamente podemos estabelecer o valor des~
jade para o fndice de modulação mf.
Exemplo : A figura abaixo mostra o diagrama em blocos simplificado de
um transmissor FM, g_ue é usado para tra.nsmi tir sinais de audio conten
do frequências entre 50Hz e 15KHz. O modulador de fase é alimentado
com uma portadora de :f'reg_uencia .t1 = 200 KHz. O sinal desejado de
FM na saída do tranamissor, tem uma portadora de freg_uenoia f0
= 90MHz,
e desvio máximo de freg_uênoia & = 75KHz.
Para o modulador de rase de faixa estreita operar satisfatoria -
mente, devemos restringir o fndice de modulação mfl a um·valor má:x:imo
de 01 5 radianos, ocrrespondendo à menor freg_uência do sinal modulan
te. Desse modo
!::,_ f1 = 0,5 X 50 = 25Hz.
- 18 -
Para produzirmos na saida do transmissor o máximo desvio de fre
quênoia de 75KHz, devemos fazer uma multiplicação total de frequên -
aia por 3000. Contudo se fizermos isso di:t·e·bamente, a frequência da
portadora, será muito maior do que o valor desejado, que é 90MHz. Pa
ra evitarmos isso, usamos dois estágios de multiplicação de frequên
oia com estágio intermediário de conversao, como mostra o d5.agrama -
abaixo onde: 6
f
nl , n2 = f 6 1
m(t) --
. 75000
25
M®U~AVOR J>E FASE FAI )<A
õSTREITA
= 3000
MULTIPLICA
DE l'RE~UENCit\
n1
~·~-~
@ . .::::._ MISTUI(ADOil
-···~· ~·~··~
® MtJLIIPLICAl:ül(
DI'
HEQ\JENGIA
n2
fi: o, 2.MHz tz:: i0,9251"!Hz
OSCILAJXR ()S(.l~ADOR
A A C.í<ISTI),L C!< i,; TAL
Na saida do misturador temos a frequênoia
r3
= (n1f 1 - f 2) multiplicando por n 2, este valor, deveremos ter na
saida f0
for n2:f.'3 = n2(nlfl-:f.'2) = 90 !11Hz
Pelas equações
{
n1n2 = 3000
n2(n1:f.'1-:f.'2) = 90
(1) (2) O, 2IVIHz 12, 8miiz
1,56KHz
n1 = 64,3"' 64
n 2 = 46,7 ~ 4 7 :> 48
(3) (4) 1, 895l'ITIIz 90MHz
1,56KHz 75KHz
- 19 -
3.2. Mêtodo direto
Neste sistema, a frequência instantânea da onda portadora é vari~ da diretamente;de acordo com o sinal modulante, pÓr meio de um dispo
sitivo conhecido como oscilador controlado a tensão (voa) •
Um modo de implementar tal dispositivo é usar um oscilador Hartley
cujo esquema é mostrado abaixo, onde o componente capacitivo da rede
de determinação de frequência. consiste de um capacitar fixo em para
lelo com um capacitar variável com a tensão (comumente chamado de va
ractor ou varicap).
L~
c ( t) A frequência de oscilação do oscilador acima é dada por:
1
Sendo o sinal modulante um sinal senoidal de frequência fm, a ca
pacitância C(t) será dada por:
C(t) = C0
+ Li c cos2Tii'mt
onde: C 0
é capaci tância na ausencia do sinal modulante
6c é a máxima mudança na capacitância variável.
Desse
:ti(t)
onde
sendo
modo teremos:
=
f o
:r o [ J -1/2 1 + ~c cos2~ i'mt
=
..6.c c o
211
o 1
vc~ + L2) c ' o
- 20 -
A expressão para fi(t) pode ser aproximada por:
fi ( t) = f 0 [ l - 6r; cos2'fl' .fmt J 2 qo
definindo
b.c 2 c
o
teremos:
A equação acima ~ a relação desejada para a .frequência :instantâ
nea de uma onda F!L
3.2.1. MOdulador de Reatância
O modulador de reatânoia é um meio muito popular para geração de
ondas PM. Considere o circuito da .figura abaixo.:
e
c
R Reatância Equivalente
Assumindo que a corrente de gata do JFET é zero teremos: e
e = g --'l
R.e
R- j X e
Portanto a imped.ância Z' vi.sta entre os terminais dreno e te=a
é dada por:
z .. e l =
- 21 -
j:X.c
~R
l ( l j Xe )
R
Se os valores de R e C forem escolhidos de tal forma ~ue
XC'_:$> R ( X0 _).10 R) a expressão acima se reduz a:
-j X 1 1 z = c = = gm. R 2í'(f ~RC iiYf c eq.
portanto teremos:
C6 q = gm. RC
Portanto a impedância Z pode ser vista como uma capaoitância ,
cujo valor é dado acima. Caso a transcondutância gm variar com a
tensão de ga.te aplicada a capacitância equivalente irá variar com a
tensão aplicada.
Essa capacitância, é colocada terminais do circuito tanque de um
oscilador, para se obter o gerador de FM. O dispositivo ativo a ser
usado pode ser um JFET uma válvul.a ou um .BJT (transistor ~ipolar).
3.3. Dia~ama em blocos do tr~~smissor
Para gerar uma onda FM de fai%8. larga com um determinada desvio
de frequência, podemos usar a configuração mostrada abaixo.
O diagrama consiste de um voe como mostrado anteriormente, se
guido por uma série de multiplicadores e misturadores. Esta configura
ção permite a obtenção de boa estabilidade do oscilador, constante pr~
porcionalmente entre a mudança na frequência de saída e a mudança na
tensão de entrada, e também a necessária largura de faixa do modulador.
m (t) MULT. MULT. v co FREQ. MIXER FPF FREQ. FPF ondaFM
OSCILADOR
Um transmissor utilizando um método direto como mostrado acima,
tem a desvantagem de que a frequênoia da portadora não é obtida apartir
de um oscilador com alta estabilidade de frequência. Portanto e necessá
rio utilizar a configuração abaixo para a. estabilização de .frequência -
do modulador.
- 22 -
m (t) ONDA FM vco --------
ESTABILIZADA
F.P.B.e DISCRIMINA OSCIL. DO~DEFRE MIXER A
AMPLIF. QUENCIA CRISTAL
O oscilador a cristal, providencia a desejada estabilização na
portadora da onda FM.
Na saída do misturador é extraido o têrmo diferença de frequ~
cia entre o sinal FM e o oscilador, e é aplicado ao discriminador, c~
ja tensão de sa!da é proporcional a frequência instantânea da onda
FM aplicada em sua entrada. Quando a frequência da portadora da onda
FM tem o valor correto a saida do disoriminador é zero. Contudo os
desvios de frequência, a partir do valor exato da portadora são dete
tados pelo disoriminador que fornece uma tensão DC que irá modificar
a frequência da portadora do voo para o seu valor exato.
- 23 -
4 • DETETORES DE FM
Sabemos que num sinal modulado em frequência a portadora sofre
deslocamentos acima e abaixo da sua frequência de repouso de acordo
com a amplitude do sinal de áudio modulante. Na recepção para reti
rarmos a informação contida na portadora devemos transformar as va
riações de frequência em variações de amplitude. Assim, a fu_~ção b~
sica de um detetar de FM é fornecer em sua saída um sinal de áudio
proporcional aos desvios instantâneos da frequência da portadora.
O detetor de FM mais simples é mostrado na figura seguinte. O
detetor consiste de um circuito sintonizado e um detetor de envoltó
ria. O circuito sintonizado se encarrega de transformar as variações
de frequencia da portadora em variações de amplitude, conforme pod~
mos observar através da sua curva de resposta, onde a frequência da
· portadora é centrada no ponto B. Por esta razão este detetor é co
nhecido como detetar de sintonia deslocada.
A região da curva entre A e C deve ser o mais linear possível
para que o sinal seja recuperado com o mínimo de distorção. A for
ma de onda na saÍda do circuito sintonizado é uma portadora modula
da em frequência e amplitude. Como neste ponto a envoltÓria é pro -
porcional ao desvio instantâneo da portadora, basta agora, que esse
sinal passe por um detetar de envoltÓria que somente é sensível .às
variações de amplitude não o sendo para variações de frequências.
FILTRO PASSA ALTA DETETOR DE AM
I cl Cz
i 111----.---11--.---1*---r--.....-YI--1
I ENTRADA I
L FM I I
I I
I
!\}\
- 24 -
[\í\ v
SAlDA DE AUDJO
SAlDA DO FILTRO
-.t.F I I I I I I I
(\_;
I I
A I --~-----
I
I I
--i---J --·---- --------------1 I .
•+AF f
rv· rv
Este detetar nao é frequentemente utilizado .. , pelo fato de que a
região linear da curva de sintonia é pequena c que limita o uso do me~
mo apenas para desvios da portadora muito pequenos.
4.1 Detetar Travis ou Discriminador diferencial
Anteriormente dissemos que o. detetor do tipo sintonia deslocada -
era limitado a sistemas em que o desvio da portadora é pequeno, isto
porque a região linear da inclinação da curva de sintonia é pequena, e
um desvio grande da portadora resultará numa séria distorção harmônica.
O detetar Travis opera em "push-pull". sa·be-se qc:.e através da teo
ria dos amplificadores de potência que circuitos funcionando em push
pull eliminam toda ordem de distorção harmônica. Além disso esse tipo
de detetar tem uma região linear de trabalho muito maior que o ante
ri.or.
- 25 -
Do Limitador A D1
)eAB RL )e1 cl CP el-e2
c2 ) 8cs R,} c
02
Se são considerados circuitos separ~
dos então cada um representa um detetor de envoltória, comandados por
seus respectivos circuitos sintonizados (L1 , c1
) e (L2 , c2). O cir -
cuito sintonizado do primário do transformador (Lp , Cp) é amplamente
sintonizado para aceitar as variações completas da portadora, ou sej~
deve ter uma largura de faixa de 200KHz mais ou menos. L1 e L2 sao
acopladas indutivamente a Lp , mas essencialmente não existe acopla -
mente magnéticos entre L1 e L2 • Estes enrolamentos com seus capacit~
res em pa:ralelos constituem dois circuitos sintonizados em frequências
diferentes.
O circuito sintonizado converte variações de frequência da por
tadora de amplitude constante, em uma sa{da tendo amplitude e frequên
cia variáveis que é aplicada a um detetor de envoltÓria, cuja tensão -
de saida representa a informação, ou seja, o sinal de áudio.
A figura seguinte mostra a resposta de cada circuito sintonizado,
uma invertida em relação à outra. Essa inversão é necessária para que
se tenha na sa{da e1 - e 2 • L1 -c1 está sintonizado em f 2 e L2 -c2
em f 1 , a frequencia central da portadora aparece no meio, entre f1
e
f2. A curva caracter{stica composta é obtida
duas curvas entre os limites FI e Fs • A curva
pontos u-v-w-o-x-y-z) é conhecida como curva
detetores de FM.
- 26 -
pela combinação das
resultante (entre os
S e é t{pica de todos
SAlDA DO DETETO R
(volts)
RESPOSTA DE
Y /L~- c~
X 1 Z
I I
CARACTERlSTICA
COMPOSTA
I I ___ _! __ _
SINAL DE AUDIO
[ (Tempo)
u
RESPOSTA DE
L2- c2
w
;I I :
I I ·I
o, f I I I 2
-- \ I fel
-1--'-- ---- -------·--1 I I
I I 1 I I I I I I I I
I I I
f
I I '\J+M
'\; PORTADORA DE AMPLITUDE
--- CONSTANTE E FREQUÊNCIA VARIÁVEL
A
FREQUENCIA CENTRAL
I I CURVA li S li DA SAlDA DOS DOIS DETETORES DE ENVOLTORIA
- 27 -
Se a portadora se desviar além dos pontos x ou w , teremos na
sa{da grande distorção harmônica, porque a curva além desses pontos
já não é linear.
Para um desvio da portadora igual a zero, não deveremos ter si
nal de áudio. Nestas condições a tensão entre A e .t; ( e AE) deve .. ser
igual a tensão entre B e C (e.t;C). Neste instante a frequência da po~
tadora é fc,e as tensões. eAB e eBC são iguais e em oposição de
fase, a tensão instantânea através de R1 , deverá ser igual à tensão
socre R2 • Como a sa{da é tomada através dos dois resistores, e como
( I e. 1 ! = I <Z 2 1), está deverá ser nula.
À medida que a portadora se desvia acima da sua frequência de
repouso, a sa{da de 11 -c1 , será maior do que a sa{da de L2-c2, o
que faz com que a tensão e: 1 seja maior g_ue· IZ 2•
Dessa forma, uma mudança na frequência instantânea da portadora
resulta numa mudança linear na tensão de sa{da.
A amplitude d.a tensão de sa{da é proporcional ao desvio de fre
quência e a frequência em que esta sa{da varia é igual a frequência
de modulação.
A desvantagem deste detetor é a dificuldade de sintonização dos
ci:r·cui tos ressonantes.
4.2. Discriminador Foster - Seeley
Este é um dos discriminadoresfrequentémente usados nos recepto
res de FM.
Como este detetor também responde a variações de amplitude, é
necessário usar um estágio limitador antes de ser retirada a inforl!J§. -çao do sinal.
Na figura
gem importante
seguinte temos um detetar Foster-Seeley. Uma vanta -
deste detetar em relação a.o de Travis é o fato
de possuir um alinhamento mais fácil.
- 28 -
Do Limitador A Cz c Dl
R;; )e;; SAlDA
cP_ Lp B Ls Cs DE ep
R0e4 AUDIO
D CJ.
I +VCC LJ.
na -
~re~uencia central da portadora. O circuito tan~ue (Lp-Cp) é amplame~
te sintonizado, tendo uma largura de ~aixa s~iciente para aceitar t~
das as variações da portadora.
Os capacitores c1 • c2 • c3 e c4
possuem reatâncias muito pe~ue-
nas na fre~uência da portadora (lO,TMHz). Devido a isso o extremo in
~erior do circuito tan~ue do primário, para fre~uência da portadora ,
está aterrado e os pontos A e B estão ao mesmo potencial. Isso faz com
~ue a tensão ep
Essa tensão
. . . do prJ.marJ.o seja aplicada toda em L1 , ou seja
eL 1 como é essencialmente igual em módulo e
ep , é tomada como re~erência.
Os capacJ."ores c2 • c3 e c4
estão representados como curto-circuito uma vez que as suas reatâncias sãc muito pe~uenas em relação
Xr,l • No secundário se desenvolve uma corrente :i.s ~c;;.e desenvolve uma
tensão eT através de Ls (eT não é a tensão :induzida).
- 29 -
Do Limitador
PARA OS DIODOS
c
1 ~-) : , I
1 ~l ~ 1?T :~ _ _...!.._ l >- 2 --r-
~ >-+ + ; Cs CP ep " ' ' ' '
T Lp• .,-r~ !jo ~
r ~'" e >- e L~
:L I 2
I+ 2 I
I l I -'- ~, -- - -
As tensões do extremo superior e do extremo inferior de Ls em 11 I?
relação ao center-tap estão defasadas de 180º e valem
lei I
- 30 -
A seguir vemos o diagrama fasorial das tensões e correntes no c ir-
cui.to.
LJ.'é?LJ.
~ CP Lp ep Ls Cs
ep eL .. ..
L ..
J. J. is é?j ePJ. eLJ.
ip
is eT
)- e2T --y + -------- Cs
) ei is é?j ePJ. eLJ. eT +
2
)eLJ. ip
A tensão eLl é igual e em fase com ep • O enrolamento secundário
do transformador é tal que a tensão induzida e. J. e a tensão do primá -
rio ep estão defasadas de 180Q e ei está em fase com i8
• Como o se-
cundário do transformador é um circui.to sintonizado na frequência de A • ressonancJ.a comporta-se como se fosse puramente resistivo, por isso
ei e i8
estão em fase.
- 31 -
A tensão desenvolvida sobre Ls está adiantada em relação a is.
A tensão aplicada em cada diodo é então o vetor soma das tensões
de L1 e atraves das metades do enrolamento secundário eonforme segue:
eDl eLl + (-eT) 2
eD2 = eLl + eT
2
estas somas devem ser vetoriais.
---------I eDJ. I I I
I ~----~--~----------~~~eL, is t'i 1 •
I
'e D2.
Na fre~uência de ressonância de L -C e L -C , as tensões p p s s
e aplicadas aos dois diodos sao iguais em amplitude, e as
correntes ~ue circulam atraves de R3
e R4
são iguais e como essas co~
rentes circulam em sentidos opostos as tensões desenvolvidas sobre
R3
e R4
são iguais e
defasagem entre eEl
opostas cancelando-se portanto.O fato de existir
e eD2 nao importa, por~ue o ~ue realmente in-
teressa é a tensão correspondente à envoltória do sinal, ~ue se desen
volve em R1 c3
e R2c4
•
Verifica-se assim ~ue se a portadora nao sofrer desvio algum, o
~ue e~uivale a modulação igual a zero, não teremos sinal de áudio na
sa:lda.
Vamos agora considerar o caso em ~ue a portadora se desloca aci
ma da sua fre~uência de repouso. A tensão ep e a tensão induzida per
manecem as mesmas. Mas a esta frequência o circuito secundário sai f~
ra da ressonância, e a tensão induzida enxerga agora um circuito ind~
tive, porque a reatância indutiva é maior que a reat~~cia capacitiva
e as duas reatâncias não se cancelam. Neste caso a corrente is está
atrasada em relação a tensão induzida de um ângulo e. Como no secun
dário ainda a corrente flue através de Ls , a corrente is permanece
em quadratura com eT.
3 2 -
Nota-se que eDl é maior que eD 2 ,sendo assim o diodo D1 conduzi~á
mais que o diodo D2, desenvolvendo uma tensão em R3
maior que R4.Po~ tanto se o desvio de frequência aumenta o ângulo e de atraso da co~
rente aumenta e a amplitude da safda aumenta.
Consideremos agora o caso em que a portadora se desloca abaixo da
sua frequência de repouso. Como no caso anterior e e e. permanecem -p ~
as mesmas.
Para essas frequências o circuito secundário sai da ressonância e
a tensão induzida enxerga agora um circuito capacitivo, uma vez que
a reatância capacitiva supera a indutiva.
Assim, a corrente is fica adiantada em relação à tensão induzida
de um ângulo e
A tensão eD2 agora é maior que a tensão eDl , fazendo com que a
tensão e4
seja maior que a tensão e3
•
A caracterfstica, tensão de safda x frequência deste discrimina -
dor é mostrada a seguir, também conhecida como curva s.
- 33
TENSÃO DE
SAlDA
p
f c
M
FREQUÊNCIA
O desvio da portadora poderá ser dar entre P e M.
4. 3 Detetor de. Relação
Os circuitos detetores vistos até agora necessitavam de estágio
limitador, mas o circuito ~ue passaremos a estudar, faz a limitação
do sinal por si mesmo.
Entretanto seu desempenho poderá melhorar muito se alguns est~
gios limitadoxes forem previamente adicionados.
Na figura seguinte vemos um circuito do detetor ~ue iremos es
tudar.
As maiores diferenças entre o detetor Foster-Seeley e o oircui
to a seguir sao: O diodo n1 está colocado ao contrário; um terceiro
enrolamento no transformador detetor LT (considerando como uma oobi
na terciária); e um capacitor eletrolÍtico colocado em paralelo com
- 34 -
DJ.
cPl ep Cs c:=:l c3 Ls +
M\ +
LT Dz
I SAlDA
+ Vcc CAI
A operação do detetar é a seguinte:
O enrolamento LT , efetua uma adaptação de impedância entre
a alta impedância do estágio precedente e a impedância relativamen
te baJ.xa do circuito detetar. Se a cone~ão fosse feita diretamente
do primário para o secundário, através de um capacitar (como no
Foster Seeley) o amortecimento no primário seria excessivo devido
ao baixo valor da resistência equivalente do secundário.
Por meio de indução, o primário induz uma tensão em LT que
é usada para desequilibrar o circuito quando a portadora se desvia
da sua posição de repouso.
Como no discriminador Foster-Seeley no enrolamento secundá
rio teremos tensões eT/2 e -eT/2 com mesma amplitude e oposição de
fase, de modo que , o que foi explicado anteriormente vale aqui ta~
bém.
O enrolamento terciário é fortemente acoplado ao enrolamen
to primário (K~l) e a tensão induzida é dada por:
~ onde a ~
- 35 -
Então, teremos:
eDl ; aep - e~
2
eD2 ; aep + eT.'
2
Os diagramas fasoriais das tensões e correntes são iguais aos
anteriores:
- eT 2
A portadora na sua frequên
cia de repouso.
Como as duas tensões eDl e eD 2 são iguais em módulo os dois
diodos conduzem igualmente. Nos primeiros ciclos de RF, o capaci -
ter c3 carrega-se (aproximadamente) ao valor de pico da tensão so-
bre Ls. Esta é a vantagem do detetor de relação, as Variações de
amplitude devido ao ru:Í:do ou outras intereferências causam· muito
pouco efeito na carga do capacitar c3 e a tensão sobre este oircui
to de constante de tempo grande permanece const~~te.
- 36 -
Portanto a tensao sobre R1 + R2 e sobre c1 e c2 permanecem a es
te valor, como a saída não e afetada pelas variaçÕes de amplitude
quando se utiliza o detetar de relação não há necessidade de se uti
lizar circuitos limitadores.
Entretanto grandes variações na amplitude poderão causar sufici
ente mudança na saída, por isso alguns fabricantes incluem circuitos
limitadores mesmo com o detetar de relação.
Uma vez que a tensão estabilizadora es é mantida constante, os
capacitares c1 e e2 carregam-se aos valores de pico de eDl e eD2
respectivamente. A corrente que
carga de áudio é constitu±da de
circula através
duas componentes
tas duas corrente estão em direções opostas.
da impedância
(r'. e r'. ) e i 2
de
es-
Come eDl = eD2 quando o desvio da portadora é zero ( ~ F= o),
- 'd (r', essas duas correntes sao iguais em mo ulo e por isso - I\ ::: 2
o )
Como a tensão de saída de áudio é ' 1 (I, -I;) 1 2
saÍda é zero para a condição de desvio zero.
A
/ /
/ -'8
', I ' ' 2 ',
- //.1
+ / 2 ~:.
', / ' / ' / 'v
/+ 2Cs /
1 a tensão
Se a frequencia instantânea da portadora se desviar pal'a uma
frequência acima, então eDl será maior que eD,2 e o diodo DJ1 condu-
zirá mais que D2 •
- 37 -
de
O capacitor c1
se carrega a um potencial maior ~ue c2 , assim I{
é maior ~ue I• 2 e a corrente diferencial (I{- I~) através de Ca d~
senvolve uma tensão de sáida EAB" Essa tensão é positiva em relação
ao terra com amplitude proporcional ao desvio da portadora.
e ------ D~ I
's I I
2
desvio da portadora acima da
fre~uência de repouso
b) desvio da portadora abaixo
da fre~uência de repouso.
Se a portadora tiver sua fre~uência instantânea deslocada aba~
xo da fre~uência de repouso, JeD2 j será maior que JeD1 J e o diodo
·n2 conduzirá mais e o capacitar c2 ser carregará a um potencial ma
ior do que c1• A corrente diferencial (I{ -I~) em ~a aparece ago
ra em sentido contrário e Ca se carrega com polaridade oposta. A te~
são através de Ca é agora negativa em relação ao terra e ainda pro
porcional ao desvio da portadora.
A razão para este circuito ser chamado detetor de relação -e
que as variações na sáida do detetor e stá'D relacionadas com relação e~
tre e3
e e4
que varia enquanto a soma (e3
+ e4
) permanece const~
te sobre uma faixa considerável.
Nos modernos sintonizadores de F11, bem como nos aparelhos de
TV, os circuitos detetares estão sendo substituídos por circuitos L~
teg:rados.
- 38 -
4.4 Demodulação FM com Phase Locked Loop
O e.>tudo da técnica de "Phase-lock" data desde 1932, mas,
sómente com o avanço na construção de circuitos integrados é que e~
ta técnica. começou realmente a ser utilizada, já que o PLL tem sido
construído em um único circuito integrado monolítico. O PLL é muito
utilizado na recepção de sinais FM onde ele é usado no controle au
tomático de frequência e na deteção.
DefiniçÕes e abreviações principais
"PLL" - phase locked loop,
"VCO" - Oscilador controlado por tensão,
"free-running frequency" - frequência de oscilação livre do VCO com
a entrada aterrada (f0 ),
"Lock-range" (hold in range) - intervalo de variação em torno de f 0
do vco no qual o PLL permanece amarrado ao sinal de entrada,
"Capture-range" (lock
f0
do vco tal que o
in range) - L~tervalo de variação em torno de
PLL se amarra ao sinal de entrada, supondo
o inicialmente não amarrado.
4.4.1 - PrincÍpio de Operação do PLL
O PLL é um sistema de realimentação negativa constituído de
um detetor de fase, um filtro passa baixas e um oscilador oontr9lado
a tensão, arranjados de uma maneira como mostra a figura abaixo:
I
DETETOR DE FASE
0 ve( t) y2(t)
F. P. B
I V C O I
Diagrama em blocos do PLL
- 39 -
~ ?
Com nenhuma tensão aplic;l-da à entrada do PLL, a tensão de saída
Vs(t) é igual a zero, e o vco opera em sua frequência pré-estabele
cida (f0 ). Aplicando um sinal v1(t) ~ entrada do PLL, o detetor de
fase compara a fase e a frequência deste sinal com a frequência do
vco, e gera uma tensão de erro v (t) que é filtrada, amplificada, e . . e depois aplicada à'entrada do vco, de maneira a reduzir o erro de fre
quência entre o sinal de entrada e o sinal do vco. Quando a malha es
tá "amarrada", a frequência do vco é igual à frequência do sinal de
entrada. Observe que um erro de fase deve sempre existir para mru1ter
o vco fora de sua frequência de oscilação livre e igual a frequência
do sinal de entrada; esse erro de fase é tanto menor quanto maior for
o ganho da malha.
4.4.2 Modelo Matemático
Na análise matemática do PLL vamos considerar o detetor de fase
como um multiplicador ~~alÓgico e q~e o sinal de entrada e o sinal do
vco sejam respectivamente dados por:
v1 (t) = v1 sen (w1 t +h (t))
v 2(t) = v2cos (w2t + ~ 2 (t))
entrada
v.c.o
O sinal da saída do detetor de fase será dado por:
v v = v1 (t).v2(t) = ~ 2{sen((w1+w2)t+~1(t)+~ 2 (t))+sen((w1-w2 )t +
O filtro passa baixas elimina o termo de alta frequência(soma
das frequências) da equação acima, deixando passar sómente o termo -
de frequência baixa (diferença entre as freq·J.ências).
Sendo h(t') a resposta impulsiva.do filtro passa baixas, tere -
mos em sua saída (após o amplificador):
onde: K1
= v1 .v2
2
- 40 -
Caso o PLL estiver em lock (amarrado) então w1 = w2 e portanto
vs(t) = ~h(t)* sen(~1 (t)- ~2 (t))
sendo ~d(t) = ~1 (t)·- ~2(t)
Quando o erro de fase ~d(t) é zero o PLL é dito estar com f~
se amarrada (em phase lock). Quando o erxo de fase é pequeno para to
do tempo comparado com um radiano 1 o PLL é di to estar próximo da "f'a
se amarrada". Neste caso podemos usar a seguinte aproximação.
• e portanto
Desse modo o PLL está trabalhando na região linear 1 podemos
assim1 definir um modêlo linear para o PLL.
4.4.3 Análise no domínio da frequência
A variação da frequência de oscilação do vco é proporcional
à tensão aplicada em sua entrada.
Aw = k v (t) = o s d
dt ~2 ( t)
Aplicando Laplace à equaçao acima teremos:
(I)
- 41 -
Sabemos que:
e que:
Pelas equaçoes acima I , II , .. e III obtemos:
~d(s)
hCs) =
=
1
1 + AK R(s)/s
AK R(s)
ih ( s) s + AK R( s)
onde: K = K K.. 0--l.
(IV)
(v)
A equação (V) é conhecida como equação do PLL do modelo linea-
riado e a figura abaixo mostra o diagra
rizado para o PLL.
clicsl + d (s)
- ....._+ AK1H(s)
cpz(s)
koj5 vco
modélo linear para o PLL.
- 42 -
em blocos do modelo linea-
4.4.4 O PLL como demodulador de FM
O PLL pode ser usado na deteção de sinais FM, com faixa larga
ou estreita, com maior linearidade do que a obtida por outros meios.
Se o PLL está "amarrado" a um sinal modulado em frequência, o
vco segue a frequência instantânea do sinal de entrada, desse modo
a tensão de erro filtrada, que força o vco a manter o "travamento da
malha" (lock) com o sinal de entrada torna-se então a saída demodul.§:
da da onda FM. A linearidade deste sinal demodulado, depende sómente
da linearidade da característica de transferência tensão de contr.ole
contra frequência do vco.
Considere a fase do sinal de entrada como:
(t 41 ( t) = 211'Kf )
0
m( t) dt
Assim o sinal aplicado à entrada do PLL é um sinal modulado
em frequência.
como: pd(s) = 1 -----,,...-,--, . h ( s)
l+AKH(s)/s
temos que:
H(s) ;r, ( v;;Cs) = AKl ---- . 'fl s)
l+AKH(s)/s
considerando I AK I >> 1 temos que:
Então rici"domínio do tempo K
';(t)=--.l:.~4(t) = K dt 1
logo
m(t)
teremos:
K1 d [ -·- 211'Kf K dt
- 43 -
~: m(t) dt j
Isto significa que a sa{da do PLL é aproximadamente o mesmo si
nal que originou a onda FM na entrada, a menos de uma constante, logo
a demodulação é executada.
Uma caracter{stica significante do demodulador com PLL, é que
a largura de faixa do sinal modulado em frequência que está presente
na entrada, pode ser muito maior do que a largura de faixa do filtro
de malha, caracterizado por H(f). A função de transferencia H(f) se
ria restrita ao sinal em banda base. Então o sinal de contr.ole do vco
tem a largura de faixa do sinal modulante m(t), enquanto que a sa{da
do vco é uma onda FM cuja frequência instantânea é igual à do sinal
de en"'.;rada.
4·4·5 Estudo do comportamento do sistema
Consideremos o diagrama em blocos do PLL abaixo, que é mais us~
do do que o modelo anterior:
cf:lCt)
d
dt
DETETO R
DE FASE Kd
ch_Ct)
;
d H (s) v (t)
v co Ko
- 44-
~d.(s) s =
hCs) s + K0
Kd. H( s)
p2Cs) = K0 Kd. H(s)
K0 Ka.H(s) ~l (s) s +
O erro mais simples ele se analizar é o erro em estado estável,
~ue permanece após cs transientes terem d.esaparecid.os, este erro pode
ser avaliado pelo teorema elo valor final ele Laplace, ~ue estabelece:
lim y(t) = lim sY(s) t_.oo S-+0
Aplicando este teorema a. e~uaçao elo erro ele fase temos:
s2~1 ( s) lim ~d.(t) = lim t_,. 00 s-.o s +K
0Ka.H( s)
1º. Caso Consideremos uma mudança ~m passo, ele valor ~~' na fase
·elo sinal ele entrada assim: ~1(s) = ~~/s e
= s t.~ lim _____ _ = o (desde que H( o) f. o )
s ... o s+K0
Kd. H(s)
Desse mod.o a malha percebe uma mudança na fase elo sinal ele en
trada e nenhum erro na solução ele estado estável é apresentado.
2º. Caso
lim ~d.(t) t~oo
Consideremos uma mudança em passo ele valort.w na fre~uên
cia angular elo sinal ele entrad.~ desse mod.o a fase elo sinal
ele entrada seria uma rampa e:
hCs) = t::..w/ 2 s
l:::.w t.w = lim =
s ... o s + K0
Kd. H(s) Ko Ka. H(o)
- 45 -
Existe um erro de fase. que é dependente do valor do desvio de
frequência,- o produto K0
KdH(o) é frequentemente chamado de "Constan
te de velocidade" ou " Ganho DC da malha" e é denotado por Kv·
Kv = K0Kd H(o)
o erro de frequência no regime é dado por:
wd(s) ~d(s) pois wd(t) d
~d(t) = s = dt
lim wd(t) = lim s2~d(s) = lim S. Ô.W o =
t~OO S-'>0 s .... o S+K0
Kd H(s)
Logo mesmo com um erro de fase o PLL permanece amarrado ao sinal
de entrada pois o erro de frequência no regime é zero.
a)
b)
R~
----~~r---~1~ c H(s) =
H(s)
1 4 H(o) = 1
~ H(o) = 1
Observe que, quando utilizamos os filtros de malha acima, estes,
asseguram o mesmo erro de fase 6w , a vantagem do filtro (b) é per~ Kv
tir uma maior liberdade de escolha dos parâmetros do sistema , entr~
t~~to sua baixa atenuação em altas-frequências (R2/R1
+R2
) torna-se
problemática. Essas componentes podem chegar a afetar a estabilidade
do vco.
Utilizando o PLL como demodulador o sinal demodulado é um sinal
de erro (proporcional ao desvio de frequência) e como o erro de fase
do sistema tamgém é proporcional ao desvio de frequência, este erro
- 46 -
chega a causar distorção no sinal demodulado1 da{ a necessidade de se
trabalhar com baixos desvios e alto ganho da malha. Por outro lado
um alto Kv pode diminuir. muito o ;fator de amortecimento e causar tra:g_
sientes de maior duração.
4.4.6 ~~~ção de malha para al~s filtros
a) ~1 _\
I K
b)
~ 2.
Ko
=
1/2
= ~ (--1--] Ko Kd
= ( \~d rz R~
---~~r---~n-~ R2.
c
- 47 -
R ~
I c --
"!, = Rl {.
Zz = R2C. } H(s) = l+s'Z2
s( L 1 +~)+1
p2(s) KoKd (s 'lz + 1)/ ("Z, + "Zz) =
pl(s) s2
+s(l +k0kd ~)/(~+"Zz) + kokd/("Z,+"Zz)
l/2 /
[ kokd/"Z, + T2 J
l~ =
l/2 l
[ KoKd/- L 1· [ L 2 =
2 2, + 2
'
= 2
s + 2 S" w s + w2
n · n
c) filtro ativo
c
+ K
2 wn
H(s) =
R~
2 $wns + 2
~2(s) w,
=
pl (s) 2 2 s + 2 ~ wn + w n
4.4.7 Algumas considerações de p~jeto
I) Ganho da Malha: (Lock)
l ] ~ wn 72 ;
K 2 o d
a(sCR2 + l)
sGR2 + l +(l-A)SCR1
l/2 wn = (KoKdh:,)
J = 1Z__Ckokd/ L:, ) 2.
l/2
Como visto anteriormente este ganho afeta o erro de fase entre
o sinal de entrada e o vco • Este erro também determina a faixa
amarramento (Lock range ou Hold in Rar-ge) da malha já que o lock
mantido desde que o erro de fase fique entre~ 902.
No modelo linear considerando 'Xn degrau de frequência
como - c ~ sen ~ -<. l
- 48 -
de , e
K v
~wH = máximo desvio de frequência em torno da frequência livre de
oscilação na qual a malha permanece amarrada.
II) Captura:
Se o PLL inicialmente nao esta amarrado, a faixa de variação,
em torno da frequência livre de oscilação do vco,. na qual o PLL pode
se amarrar é daàa por:
/). wL = :!: KoKd JVI "L,+ L2.
L::.wL :!: KoKd"!Z/z,
para o filtro passivo
para o filtro ativo
Em termos de frequgncia natural·e do fator de amortecimento de
faixa de , e dada por:
:!:21w n
III) Frequência natural
A largura de faixa da malha é determinada pelos componentes do
filtro, R1 , R2,c devendo satisfazer o seguinte:
a) Largura de faixa deve ser suficientemente estreita para minimizar a
agitação de fase devido ao ruído externo.
b) Largura de faixa deve ser feita tã9 grande quanto possível para mi
nimizar os erros devido a transientes:
Estes dois principies estão em oposição e o critério (b) deve
ser levado em conta se o PLL é usado como um demoduls,dor de FM
.Para o caso de modulação senoidal, o pico do erro de fase como
uma função do de~vio de frequência e fator de amortecimento é mostrado
na figura abaixo.
O máximo erro de fase ocorre quando a frequência modulante w m
é igual à frequência natural da malha. Deste gráfico é possível esco
lhe:r w., para um dado desvio, e frequência modulante.
- 49 -
1.7
1.
1.
1.4
1.3
1.2
1.
1.0
6
5
1
13 0.9
~l 0.8
0.7
0.6
0.5 0.4
0.3
0.2
o. l
! ' I i 1 i i i !i\<=03 I I ' I I
I I I I i i ' I I \ I I i I I I
! I I i i I I lf I I \ I I I I I I I i I f ! I ! I j ' I ' I I I I I /i ! I I i i I I ! I ! !/r I I \! I ' I I I ! li i;-=0.5 \ I I I I I I I 1/i li!"\:\ I ' i ! I ! I I I V I \1\ ! ; I I I I l j,ft r-o7o7 \\1 . ! ! I
i ! I V li' Y:'i I ~ \\ I I ! 1///( i r- 1.0 !""~ I
i I Y/--H 1 I I ;-..._ ~"\_ i !f/i I ' I I ' ' i""-' ' ' I r l 2.0 I
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' I ' ' : ; i ' ' I
I I I '~i I·-I I
I I
I I I I I I I I 1
1
I I i
I I I I I I ' ' I
! I i I t ' I I
I ! i
' I 00.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.7 1.0 -2 3 4 > 7 lO
Pico do erro de fase em estado estável ~ara FM senoidal.
IV) Lar~a de· faixa para o ruído BL
il. largura. de faixa para o ruído é dada por ()()
BL = )
01H(f)i
2 df :n [ b + 4~ J
Para uma malha de 2ª ordem. e alto ganho
2. 5
I I
I I 2.0
~= ~,;cr+ 11•n "•
5 I __.
! '~ ' I
\I ~v I _-, I I
I I
I
1.0
0.5
-O .o 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 .f
- 50 -
A figura abaixo mostra o'diagrama em blocos de um circuito
com PLL operando como um multiplicador de fre~uência. A sa{da do vco
é "amarrada" a um oscilador de referência a cristal com f 1 = 100KHz.
A frequência desa{da do vco f 2 = nf1 , pode variar entre 2 a 31ffiz.
Da{ um divisor programável terá que ser usado com n variar.do de 20
a 30. A frequência livre de oscilação do vco é f = 2,5 1mz. o Escolhendo n= 20 vamos determinar os parâmetros da malha e os comp~
nentes do filtro.
Rl. ~ KD=0,5'frcd
f~ 7 r Rz
f~
wk DIVISOR
n nh
SAlDA
Neste caso o ganho 1
1<. =KKKd- = v o a n
da malha é dado por:
0,5x10x107 = 2, 5x106
20
a tensão de sa{da é dada por
2,0 - 2.5 = 0,3125v
10/2'1(
- 51 -
v co Ko= 107rad
S. V
rad/s
Vs
-
Os parâmetros do filtro R1 , R2 e C determinam as constantes da
malha wn e 3: g_ue governam o comportamento de transientes.
Escolhendo w n ; 104 rad/s e
~1 +~ Kv/ 2 ; ;
wn
"Z2 2~ 1 1.6
; ;
wn •r 104 ··v
L ; 25 - 0,1596 -v 25 ms 1
! ; 0,8 temos:
2,5 X 106
108 ; 25 ms
10-6
--- ; 0,1596 ms
2,5·
Escolhendo arbitrariamente, C = 0,5fLF • Então
= 320 Ohms
= -:t,
= 50 K Ohms c
4.5. Deteção Digttal de FM
O detetar digital de FM consiste na geração de pulsos de largura
constante durante as tr~sições positivas (ou negativas) da portado
ra modulada em freg_uência. ApÓs a obtenção desses pulsos, ~filtro
passa baixas recupera o sinal modulante.
Este tipo de detetar consiste um .limitador seguido de um c.ife
renciador, um multivibrador mono-estável, e um filtro passa baixas
conectados co110 mostra a fit;ura abaixo. '
5 FM(t) r------,
(a) LIMITADOR ( b)•IDIFERENCIADORI (c tiMONOESTÁVEL I~
- 52 -
O circttito limitador tem a caracter{stica de um comparador de
tensão, de tal forma g_ue o n{vel de sa{da corresponde a um nível alto,
g_uando o sinal FI~ for positivo, e apresenta uma sa{da baixa quando a
portadora for negativa.
O circuito diferenciador pode ou não ser usado, dependendo do
monoestável que está send.o usado. Se este circuito for usado, um reti
ficador de meia onda deve ser utilizado para eliminar os pulsos nega
tivos na sáida do diferenciaa.or.
Na sáida do mono~stável a largura dos pulsos
a freg_uência de repetição desses pulsos ob~dece a
sinal de FM g_ue está sendo detetado assim.:
1
T
é constante,
mesma relação
porém
do
Estes pulsos, de largura oonst~~te, passando por um fi!
tro passa baixas irá fornecer o valor médio instantâneo destes pulses,
assim, na sa{da do filtro teremos
mas =
A~
T
1/T logo:
Portanto v (t) contém uma componente DC, mais um termo propor o -
cion:al ao sinal modulante que gerou a onda FM.
Na figura abaixo mostramos as formas de onda nos diversos po~
tos do detetar digital de FM.
- 53 -
(c) t
I I I I I I I I
(d) I I t
(e) t
Formas de onda no detetar FM digital
4.6 - Detetar de ~uadratura
O detetar de g_uadratura, mostrado na figura seguinte, , e
um circuito onde o sinal de FI, proveniente do limitador, é dividi
do em duas partes. Uma delas é aplicada a um circuito defasador
g_ue produz um deslocamento de fase de 90º, mais uma const~~te ve
zes o desvio sofrido pela FI em relação à freg_uência central. Em
seguida, estes dois sinais, o direõo e o defasado, são aplicados a
um circuito multiplicador, tendo em sua saída um filtro passa-bai
xas, g_ue seleciona a faixa de freg_uências de audio aí presentes.
- 54 -
V c FILTRO :':>
PASSA l=l 6AlX'AS
Ctt<:C.VtTO
- 1----llE ~ASAJ)Ol< Vs
Sendo w0
a frequªncia central da FI e w a frequência ins
tantânea, para que ocorra a d:emod~lação, o deslocamento de fase
( L:!.6 ) sofrido pelo sinal F1'1l, deve ser dado por:
como as entradas do multiplicador sao:
Na saída do multiplicador teremos: 2
~ 2
sen(
2 v
2wt-k~w )+ _o_sen( 2
Na saída do filtro passa-baixas, teremos
sen(kô..w) 2
K ô..w)
Para k~w 40,25 radianos~ senk~w ~ k~w, e assim a saída do fi:J:.
tro proporcional ao desvio do sinal, e a demodulação é realizada.
Um circuito capaz de fornecer a defasagem necessária é mostrado
na figura abaixo, onde o circuito t~~que L-C2 está sintonizado na
frequência central w0
•
- 55 -
Vs
R L
FILTRO PASSA BAIXAS
A diferença de fase l>6 entre Vs e Ve é dada por:
_ 6G
Impondo que c1 ~ c2 a equação acima torna-se:
sendo Q = e
onde Q é o fator de qualidade
Simplificação do denominador da equação acima
Q = Q b.w. [
SAlDA.
O desvio máximo de frequência (t~ = 75KHz) é muito pequeno q~
do comparado com a frequência interm~diária (fo = 10,7MHz), assim
podemos fazer a seguinte aproXimação:
- 56 -
1 1 N
w + Aw wo o
logo Ql. ( :0 - :o J ,..., 2 Q;
Âw· wo
Q. 2 il' i' wo como = =
2 'lí B 21! B
onde B é a largura de faixa do circuito sintonizado
onde k = 1/f( B
po:rtanta
= 1
lrB
ll.e ~ a.xc.+o~.;::, 1<6W
"TC" 2
= K /:).. w
~ possivel obter um valor da largura de faixa do circuito t~
que tal que KAw <(_0,25rad, desse modo:
t:,.erv 1[ 2
Q.ue é o valor que queriamos obter para o circuito executar a
demodulação FM.
4.6.1 - Detetar de coincidência usando porta E
Nos detetares de quadratura integrados, o multiplicador anali
gico é substituído por uma porta digital E, que fornece em sua s~
ida um nivel de tensão (5V), sómente quando ambas entradas i' o:? em
positivas caso contrário sua saida será nula, por isso, frequente
mente este circuito é denominado"deteto:t' de coincidência".
- 57 -
::~ E
I :3 vl v2 v3
>O >0 5 <o >O o >o <o 9 <O· <o o
porta "E" idealizada
t=I
C.z. E
ON.PA. S.ENOI,.DA-1..
DE. F'-S>Al>A
R L
Detetar de coincidencia usa~do porta E.
No detetar de coincidência o sinal de FI é transformado numa
onda quãd.rada, e o sinal defasado, aplicado à outra entrada d.a
porta, é um sinal senoidal;devido ao Q; alto do circuito resso
nante do deslocador de fase.
Na figura abaixo é mostrado as formas de onda das duas entr~
das e da sa{da da porta E. Observe que esta sa{da é da forma de
um trem de pulsos retangulares cuja largura varia conforme a de
fasagem entre os dois sinais de entrada.
- 58 -
J I I I • t
1\f'v 68=45° t
(W>Wo) Sai da
da o o Porta E. • t
=J I I I t
~ 68=90°
• t (s~m modulação) s~~a
.O o Porta f • t.
I I I > t
~ 69=135° • t
(w(wo) Sai da
da o o Porta E • t
Se a saida da porta alimenta um circuito integrador RC, sua -
sa{da será então proporcional ao valor médio do trem de. pulsos de
entrada e portanto ao desvio de fre~uência do sinal.F1L Desse mo
do a sa{da do integrador reproduz o sinal modulante.
5. RECEPTORES DE FM
Um receptor de FM basicamente opera conforme o diagrama de
blocos,mostrado a seguir, utilizando também o princÍpio superheterodino.
- 59 -
rI I I
f I I I 1 I
l L
\ 17
.. AMPLIFICADOR
DE R F -
AMPLIFICADOR MISTURADOR -
DE FI LIMITADOR DISCRIMINADOR
----- -------- _t_ ---º-~G_- _j
CAF
OSCILADOR [D- AMPLIFICADOR DE ENFASE
LOCAL DE AUDIO
DIAGRAMA DE BLOCOS DE UM RECEPTOR DE FM
5.1. ~~LIFICADOR DE RF
Os receptores de radiodifusão em ~~ operam satisfatoria
mente sem o estágio amplificador de RF, o que não ocorre com os recepto
res de FM. A razáo disso é que o fator de ruído do dispositivo ativo
usado como misturador é alto e se o sinal recebido for aplicado direta
mente ao estágio misturador a relação sinal-ruído será muito baixa, de~
truindo a inteligioilidade da informação. Portanto, é necessário ampli
ficar o sinal recebido para aumentar a relação sinal ruído. Nos recept~
res em AM o estágio amplificador de RF é prescindível, uma vez que o
ruÍdo externo ao receptor, na faixa de operação, supera o ruído gerado
internamente.
O uso do amplificador de RF reduz a interferência da fre
quência imagem, pois assim teremos v~ circuito sintonizado antes do am
plificador de RF e um antes do misturador, produzindo tuna atenuação
maior na frequência interferente.
O sinal gerado pelo oscilador local pode ser facilmente ir
radiado pela antena receptora, mas isto também pode ser evitado com a
utilização do amplificador de RF.
60
Os receptores de boa qualidade utilizam FET9
como amplifi
cadores de RF pelo fato de que estes transistores apresentam caracte
rísticas de transfe:rência quadrática. Esses dispositivos apresentam
na saÍda um sinal com componentes de frequências igual ao sinal de
entrada e uma pequena distorção com frequência duas vezes a de entra
da enquanto que outros dispositivos como, válvulas a vácuo e transis
tores bipolares, apresentam muito mais componentes de distorção, sen
do que algumas delas ocorrem bem próximas ao sinal desejado.
Quando um amplificado~ de RF utiliza um dispositivo que
apresenta distorção de 3ª ordem, se uma emissora de sinal fraco for
sintonizada e uma emissora adjacente de sinal forte conseguir alcan -
çar a entrada desse amplificador, a modulação da emissora adjacente (
não desejada) será transferida para a frequência da emissora sintoni
zada, produzindo uma distorção chamada modulação cruzada (cross mod~
lation). Este tipo de distorção pode ser eliminada com a utilização -
de FET s como amplificador de RF.
A figura seguinte mostra um circuito amplificador de RF
utilizando um MOSFET cem porta dupla cperando em fonte comum.A uti-
lização do MOSFET com porta dupla,, permite que em uma das portas s,t
ja aplicada uma tensão para controle de ganho (CAG).
+ vcc
CHOQUE DE RF
CA ~ .:I CA J;
L2 o
R,Q CB c4
;J; D
:h c~ PORTA2 /77
PORTAl F
~ c2 #c3 L~
I i I :
- 61 -
No circuito apresentado o Sinal da antena é acoplado à porta 1 através de c1 , 11 e c2 que também fazem a sintonia do si
nal desejado. ·o sinal de saída é obtido no dreno e acoplado ao está
gio seguinte atravé:o: .de 12 ' c3 e c4.
Os capaci tor,es C A
RF seja aplicado à fonte de
e o choque de RF evitam que o sinal de
alimentação. O capacitar CB ligado entre
a porta 2 e c terra oferece uma baixa reatância para os sinais o.e RF que por ventura estiverem presentes naquele ponto.
5,2. CONVERSOR DE FREGDtNCIA
Com relação ao estágio conversor de frequência (misturador
) , I •
e oscilador o que ja foi menc~onado para os receptores Ali! vale aqui
também a menos da frequênoia utilizada.
A frequência intermediária padronizada para os receptores
de FM é de lO,TMHz, assim se o oscilador local fun9ionar abaixo da
frequência da emissora recebida, ocorre o seguinte:
FM,
gem
gem
Sendo 88billz a lOBMHz a faixa reservada à radio difusão em
o oscilador irá operar entre 77,3MHz e 97,3MHz. A frequênoia ima
neste caso é obtida por f - l0,7MHz e portanto a resposta ima osc -do receptor estará entre 66,6 MHz e 86,6MHz. Esta faixa correspo~
de às frequências de canais de TV.
Desta forma o oscilador local deverá operar acima da fre
quencia do sinal de RF sintonizado, ou seja, entre 98,7 l~z e 118,7
MHz. Neste caso a resposta imagem estará entre 109,4 e 129,4MHz.
5.3. AMPLIFICADOR DE FI
A maior parte do g~1ho num receptor, desde a antena até o
detetar é obtida pelo amplificador de FI. Este amplificador consta de
vários estágios de amplificação onde os filtros entre estágios devem
fornecer a atenuação necessária para os sinais de emissoras adjacentes,
bem como, para os espurios que aparecem na saída do misturador. Num
receptor de AM, o amplificador de FI deve apresentar dentro da faixa
de passagem, resposta plana, para receptores de FM é ncessário que o
deslocamento de fase seja linear e para TV os dois requisitos sao ne
cessário:o. No passado e ainda atualmen·ce em alguns receptores esses
requisitos são obtidos atraves de circuitos duplamente sintonizados
ou simplesmente sintonizados, mas com o advento de circuitos ampli-
- 62 -
ficadores integrados de faixa larga, os circuitos eletrônicos se tor
naram bastante reduzidos de modo ~ue os transformadores de FI ocupam
a maior parte do circuito. Isso tem estimulado o desenvolvimento de
filtros a cristal, cerâmicos e filtros de onda acustica de superfície
(S~W) ~ue são oem menores, não necessitam sintonia e têm caracterís
ticas de respotas bem superiores.
A fre~uência intermediária comumente utilizada para FM
10,7MHz e a largura de faixa do amplificador ~eve ser da ordem
#
e
de
200KHz.
5.4. LIMITADOR
O limitador é um circuito cujo sinal de saída apresenta am
plitude constante para todo sinal de entrada acima de um determinado
nível. Sua função num receptor de FM é eliminar ~ual~uer variação em
amplitude causada por ruÍdo ou outra interferência. O limitador tam -
oém tem a função de CAG uma vez ~ue limita o sinal aplicado ao dis
criminador. Em alguns receptores de FM o CAG é também obtido atra -
vés de um circuito detetar de envcltÓria, ~ue extrai sinal do ampli
ficador de FI antes do limitador utilizando o nível de presente em
sua saída, para controlar o ganho de alguns estágios, como 12 Amplifi
cador de FI e amplificador de RF.
Na figura seguinte temos um circuito limitador onde o re -
sistor Rc limita a tensão de alimentação do coletor. Sendo a tensão
dC do coletor, baixa, o transistor será facilmente soore-excitado. A
medida ~ue o sinal de.éntrada aumenta produz cortes nos picos da cor
rente de coletor limitando assim o sinal.
DO AMP.
DE FI
ESTÁGIO LIMITADOR
- 63 -
+ vcc
PARA O
DISCRIMI NADOR
A caracteristica de transferência do limitador é mostrada a seguir:
CORRENTE DE COLETOR
I
" '
SINAL PRESENTE -NA ENTRADA DO
LIMITADOR
SINTONIZADO
SINAL NA SAlDA
(LIMITADO)
Na saída do limitador é colocado um circuito sintonizado na
f'reg_uência central _do sinal de entrada e após este circuito teremos
um sinal limitado na forma senoidal.
5.5. DISCRibiTNADOR
O sinal modulado em freg_uencia após ser amplificado e limi
tado é entregue ao estágio discriminador g_ue se encarrega de retirar
a informação do sinal modulado. As considerações fundamentai.s a res -
peito desta estágio foram feitas g_uando estudamos os detetores de F.M.
5.6. CONTROLE AUTOMÁTICO DE FREQUENCIA (CAF)
Se o oscilador local sofrer variaçoes em sua freg_uência, a
frequencia intermediária resultante será diferente de 10,7MHz, acar
retando distorção no sinal demodulado.
O detetor de FM, como vimos anteriormente, apresenta uma
caracteristica tensão de saída x freg_uência (curva S) conforme a fi~
ra seguinte, onde a parte central da curva corresponde à freg_uência -
central da FI (10,7MHz).
- 64 -
Se o oscilador local sofrer um desvio na sua frequência, por exemplo
para c~ma, a FI resultante também estará ac~ma (d~gamos 10,75MHz) , aparecendo ass~m na saída do detetar um n~vel ~ proporc~onal ao de~
locamento da FI.
v
COMPONENTE DC NA
----------'!9..:ffi,l4:=j:;:;::;j:==~==:=±,..SAIDA DO DETETOR
f(MHz)
O s~nal obtido na saída do detetar após ser f~ltrado para
eliminar as componentes de audio, poderá ser aplicado ao oscilador -
local para corrigir os deslocamentos de frequência.
r +Vcc
DETETOR
DE
RELAÇÃO
SAlDA ~--------~---~-----~~ DE
PARA O CAF
R }FILTRO AUDIO DE
------~ AUDIO
hc .
- 65 -
Os circuitos de CAF normalmente utilizam um diodo (varicap)
~ue varia sua capacitância conforme a tensão reversa aplicada.
A figura seguinte mostra uma curva t{pica de_variação da Cê
pacitancia do varicap em função da tensão reversa aplicada.
CAPACITÂNCIA DO DIODO(Cd)
A seguir vemos um circuito onde o diodo varicap é colocado em paralelo com o circuito tan~ue do oscilador e em serie com os oa
pacitores c2 e c3
• Os capacitores c2 e c3
podem ser considerados co
mo curto-circuitos para as fre~uências de operação do oscilador. O
varicap é polarizado reversamente atraves de R1 e da tensão proveni
ente do discriminador através de R2• Se o oscilador sofrer um desvio,
por exemplo, acima de uma fre~uência pré determinada, atraves da
curva S do discriminador verificamos a presença de um nível de posi
tivo, diminuindo assim a polarização reversà aplicada ao diodo, au -
mentando portanto sua capacitância e consequentemente diminuindo a
fre~uência do oscilador.
CIRCUITO TANQUE
DO OSCILADOR
' .. CIRCUITO DE CONTROLE AUTOMATICO DE FREQUENCIA (CAF)
- 66 -
5•7• PR~-tNFASE E TIE-tNFASE
O ruído adicionado a um sinal recebido, modulado em frequêg
cia, provoca alterações na amplitude desse sinal que podem ser elimi
nados no estágio limitador. Mas as alterações na frequência produzi -
das pelo ruído não podem ser completamente eliminadas. Qualquer cir -
cuito capaz de anular as variações de frequência devido ao ruído ou
qualquer outro sinal interferente, também cancelariam a modulação em
frequência produzida pelo sinal desejado.
O efeito do ruído pode ser minimizado desde que o desvio
de frequência produzido na portadora pelo sinal modulante seja muito
maior que c desvio provocado pelo ruído. Ocorre, porém, que quando
dois instrumentos produzem uma mesma nota (mesma frequência fundamen
tal), ainda assim os dois sons são distintos. Isto pelo fato de que
cada instrumento produz além da frequência fundamental, uma série de
harmônicos. São estes harmônicos que caracterizam um determinado ins
trumento dando-lhe o seu timbre, o mesmo acontecendo com a voz humana.
Portanto, a reprodução perfeita dos harmÔnicos é absolutamente essen
cial para garantir a fidelidade do som reproduzido.
Como sabemos as amplitudes dos harmônicos sao menores que a
amplitude da fundamental, sendo tanto menor quanto maior for a ordem
do harmônico considerado, isto é, quanto mais alta for sua frequência.
Quanto menor a amplitude do sinal modulante, menor é o desvio provoc~
do na portadora e com isso os harmônicos provocam desvios de frequên
cia muito pequenos, diminuindo assim a relação sinal ruído para essas
frequências. Desta forma, a reprodução adequada dos harmônicos fica -
prejudicada.
A solução adotada pa:t·a conto.rnar este problema, consiste -
em reforçar as frequências altas do sinal de audio em relação às bai
xas, antes da modulação. Istó é conseguido através de uma estrutura
chamada pré-ênfase que é mostrada na figura seguinte. A constante de
tempo padronizada para esta estrutura é de T = RC = 75ys. Como a constante de tempo é igual a 75 }JS a frequência de
corte vale:
f 1 1 2122Hz. = = 2 i( 75.10-6 =
2T[ • RC
- 67 -
Através da. característica da pré-ênfase verificamos que e~
tre 500Hz e 15KHz. ocorre um aumento gradual no ganho até 17dB. Isto
se faz necessário para aumentar a relação sinal-ruÍdo nas frequências
altas de audio.
R~
, ,..
R o~--~~~--J[~---o
I c
o------------------~----~0 A
PRE-ENFASE R C= 75JLS DE-ENFASE RC=75JLS
GANHO (dB)
17 ------------------------·-
, ,.. PRE-ENFASE
+3,0 o r----------,~~
-3,0 ---------1-----1 I
" DE-ENFASE
-17~-~--~-~-=-~-==-~-~~-~-~-~~-~~-=-==-~-=-=-~-~-~------~ 500Hz 2,122 KHz 15KHz f
A de-ênfase é geralmente colocada na saÍda do detetor q~
do se trata da transmissão monofônica, como mostrado na figura segui~
te.
+Vcc
- 68 -
5.8 Circuito de um receptor de FM
Descrição do circuito
A figura seguinte mostra um circuito t1pico de um receptor de
FM onde a entrada poderá ser simétrica ou assimétrica, mediante a
ligação à terra do centro do primário do transformador de entrada -
constitu1do por 11 • Devido à carga da antena e à baixa impedância
de entrada apresentada pela ligação base comum do primeiro transis
tor, o circuito sintonizado 12 , c1 e c2 é fortemente amortecido ,
fornecendo a largura de faixa necessária para a cobertura da faixa
de FM, sem a necessidade de sintonia variável.
Através do circuito de entrada o sinal da antena é aplicado -
ao emissor de T1 que funciona como amplificado:r de RF em base comum.
Este tipo de ligação normalmente é utilizado para fornecer o ganho
necessário e baixo n1vel de ru1do. A sintonia é feita no circuito de
coletor através de 13
, c4
, c5
e C6
O transistor T2 funciona como oscilador-misturador onde a fre
quência de oscilação é determinada pelo circuito tanque 15
, c13 c14
, c15 , c16 e pela capacitancia d~ diodo vsricap D1 que é utili
zado para o CAF do oscilador.
O diodo D2 ligado ao circuito do coletor de T2 atua como CAG
Os transistores T3
, T4
e T5
são os amplificadores de FI,onde
a frequencia central e a largura de faixa necessária são obtidas
através dos transformadores sintonizados formados por 16 a 112• O
transistor T5
opera como limitador e 113
, 114
e ~5 formam o tran~
formador do detetar de relação. A estrutura de de-ênfase é formada
e
6 - FM ESTJ!lREO
6.1 - Introdução/Transmissão
Os sistemas estereofÔnicos envolvem a reprodução de dois -
sinais distintos, por exemplo: o som captado por dois microfones di
ferentes. Estes sinais devem ser transmitidos de tal modo que no rec
ptor eles possam ser separados e amplificados pelos seus respectivos
canais de audio, denominados de canal esquerdo (E) e canal direito -
(D).
- 651 -
--'! o
A ~---..___L.Y \
Rl511 I T
RlGII
Rl8
I ,. I
L3
R3 / I
I I
Lll Ll2 -----. "''"_J_ ! ~: 1)- i
----.r: .
~~r. r L.~:::r-r--11
K.lllll I031.
C8
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Cl2
T2
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I I
I
R7
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llh41 036..J.... i ji 1 I
~--11 I Jl I
I r-w-r -- T ~-- ''
"l ~ i"" L-,:;; .J
li R21 r77 R24
L6 L7
Cl.6, ' Rll -= J.,C26
OAF R lO =-
03 R25
~ 037 r=r
C39
-=-04 I R26
C4l
L9 LlO
;;;027 J.,C28
C40
;:;ç042
SAlDA DE AUDIO
SAlDA PARAO DEOOOIFIOADOR
ESTER EO
Na radiodifusão estereofônica, os sinais E(t) e D(t) nao sao pro-' priamente transmitidos, pois os receptores ,monoa=ais devem ser capa-
zes de receber as transmissõers estereofÔnicás como monofônicas, por
esta razão são transmitidos os sinais soma (E+ D), e o sinal difere!!_
ça (E-D) utilizando a técnica de multiplexação em fre~uência, onde o
sinal (E+D) é idêntico ao sinal para transmissão monofônica e
portanto ser detetado por estes receptores.
pode
O sinal soma modula diretamente a: portadora da emissora. O sinal
diferença (E-D), é usado para modular em AMDSB/SC uma sub-portadorade
38KHz ~ue é derivada de uma portadora piloto de 19KHz.
O sinal modulado, juntamente com o sinal soma (E+D), e a portado
ra piloto formam um sinal composto resultante ~ue modula a fre~uência
da portadora de RF. A portadora piloto é transmitida para sincronizar
a subportadcra de 38KHz do transmissor com a do receptor e assim, fa
cilitar a demodulação do sinal (E-D). Na figura abaixo temos o diagr~
ma em blocos de um transmissor de FM estereofônico.
REDE MATRICIAL r--------~
MODULADO'!<. E(t)
1 I 35KI+?.
-I 75jJS I+ SOI'\AJ)OQ I E-D I -~ I BALANC.EA.!X) I I t- I
.. + I
I I l X2 J D(t) 75ys )+-SúMAJXlR
I E+o I I L ________ j t 19Kih:
\7 &c. A 191<h OSCJLAPo~
! ! t'lêSl"RE MODULADCR. I So"''ADOR.
J=:i"J
Transmissor de FM estereofÔnico
Os canais esquerdo e direito passam através de filtros passa-al -" tas, com constante de tempo igual a 75 }ls, onde são preenfatisados. A
rede matricial efetua a soma e a subtração destes dois sinais.
O canal (E-D) é aplicado a um modulador balanceado, juntamente com
a subportadora de. 38KHz. Esta portadora é obtida multiplicando a fre
~uência de saida do oscilador mestre (19KHz) por dois, desse modo o
sinal (E-D) modula a amplitude da subportadora de 38KHz que é elimina
da pelo modulador balanceado, assim em sua sa{da teremos as faixas de
(E-D) deslocadas para a fr.equência de 38KHz. Este sinal, mais o sinal
(E+D) e a portadora piloto passam por um circuito somador e a
-71.-
sua saída modula a fre~uência da portadora de P~ a ser transmitida.
Uma estação de FM pode também-transmitir música funcional p~
ra restaurantes, casas comerciais etc, ~ue é denominada de SOA(su
osidiary communication autho:rization). Esta unidade é e~uivalente a
um mini-transmisso:r de F:Nl, com suoportadora de 67KHz modulada por
um sinal de 30 a 7.50ÓRz e com desvio máxime de 7,5YJíz para cada 1~
do, portanto com um Índice de modulação igual a 1. Este sinal tam
bém é multiplexado em fre~uência no sinal modulante, e o espectro -
tct:a.l â.o sinal é mostrado abaixo:
c
100
()O Dê5V10 MÁXlKO ?<:R>\1"TH>O • =-- ---- -~
' ' ' ' ' ' o > "' 50 0 o o o ~
\Q
o ,_. • SU!>-C>-\IAL lô"-TÓ>.~o o ... ---------- r-------., . .
E+l) ' ' c. SCA CPC\ O"'~L ,_: r----:--~---;
"' o ' ' (). t-O E:-D ' '
I I I I 0,05 15 23 53 59,5 6'7 '74, 5
Espectro da banda base do sinal para a radiodifusão estereofônica
O sinal composto, em banda base, ~ue modula a fre~uência da po~
tadora é dado por: (excluindo o SOA).
V0(t) ~ E(t) + D(t) +A cos21Cfpt + [E(T) - D(t~ cos2ílfst
onde: fp ~ 19KHz (portadora piloto) e fs ~ 38KHz(subportadora)
Temos ~ue observar ~ue a máxima amplitude do sinal composto não
ocasione desvios acima do valor máximo permitido (75KHz). A portadora
piloto aparece com amplitude reduzida 8 a 4KHz acima da faixa de au
<l.io de (E + D) e a 4KHz abaixo da faixa lateral inferior de (E-D). I.ê_
so permite facilmente a filtragem da portadora piloto e seu uso subse
~uente na deruodulação do sinal diferença.
- T2-
45%
o
95%
45%
45%
% desv.io
(a) canal esg_uerdo
(c) (E + D)
IM
(e) 38KHz modulado com
(E-D) com portadora
.suprimida
t
t
- 73-
45%
o
45%
% desv.io
c--
t
L..-
(b) canal direito
t
( d) (E - D)
(f') (E+D) faixas lateraü:
de (E-TI)
Vamos agora admitir que na entrada do canal esquerdo esteja pre
sente um sinal senoidal, e no direito uma série de pulsos, como na
figura anterior. As riguras (a) e (b) mostram que os picos dos si
nais de entrada podem desviar a portadora de 45% do desvio máximo, a
figura (c) mostra que o sinal soma E+D pode provocar na portadora -
um desvio de 9o% do desvio máximo.
A envoltÓria correspondente às duas faixas laterais da subporta
dora modulada em AMDSB/SC é mostrada em (d) e o sinal modulado em
(e). Em (f) temos o sinal mostrado em (e), (E-D)cosw0
t somado com
E + D.
Podemos notar que a amplitude do sinal composto nao é maior do
que o valor de pico dos sinais (E + D) e (E - D). Assim, o desvio
provocado na portadora não irá exceder em 90% do desvio máximo, po~
tanto a adição do sinal(E-D) ao sinal (E+D) não altera o valor de pi
co. Os 10% rest~~tes do desvio são deixados para a transmissão da
portadora piloto.
Quando o sistema SCA é também transmitido e a transmissão do
canal principal é monofônica, o canal principal modula a portadora -
com 70% do desvio máximo (52,5KHz para cada lado da frequência cen
tral) e 30% da modulação total é deixado para o SCA.
Quando o SCA é transmitido juntamente com um sinal estereofÔni -
co, o máximo desvio permitido para o SCA é 10%
sim os lo% do desvio produzido
portadora piloto reduzem a 80%
~ + DJ+ (E- D)cosw0t.
pelo SCA mais os
do desvio total. As
lo% produzido pela
o desvio permitido para o sinal
6.2 - RECEPÇÃO ESTEREOF0NICA
Os receptores estereofÔnicos devem fazer o processo inverso do
que foi feito nos transmissores. O sinal de frequência modulada, que
é captado pela antena, é processado de maneira análoga ao que já foi
dito anteriormente até a saída do detetar de FM, onde está presente
o sinal estereofÔnico multiplexado e que consiste do sinal soma
das faixas laterais do sinal diferença (E-D) da portadora piloto
19KHz e do sinal SCA quando existir.
E+D,
de
Se um receptor padrão sintoniza uma estação estéreo, a saída de
seu discriminador pode conter as frequências adicionais da transmis
são estéreo, mas, como a portadora piloto e as frequências adiciona-
is estão acima da faixa de audio, os amplificadores de audio e
- 74 -
-~ \J1
--j DE.TETOR
• MONOFONICO ;----------- ---- --~ --~ I
DE'.-€.11)ff1Se e
I , r 1 f\ I'\\' L. DE. f\\.)1)10 I I I
EtP
L I --- ·--·' ....------ _ __.. __ --- • r -------·--------- ------- _§~TE:Il.E.OFONICO l ~ --------------------: : t------Jk h•P (soH> -ISKO,) i I lf>I<Ha J
I I I I I I
FM 1-----i I I
CT-1 :2!> 381<~;, 5?> .
Bft>JDA6 LR16RAI:;
E-P
I I I I I
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I
_A_ 19Kih
1----,.1 PRO C E. S:>AllOR
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De TE. TO R. E -.D
S I'N Cfl.O IV 0
3BKI.Jl
MF\TRI2. e
PE.·EIIIF!l:>E.
~E(t) 21X.t)
C. rltv AI :; D ( A V DI O
L_------------------------------------------~-----~---
Diagrama em blooos de um reoeptor mono-estéreo
I
mesmo os autofalantes provavelmente eliminariamessas fre~uências su
periores. Assim o receptor padrão reproduz sómente o sianl(E + DftCOR
respondendo à radiodifusão monofÔnica.
Um filtro ~ue permite a passagem dos sinais com fre~uências até
15KHz seleciona o sinal~+ D} Um outro filtro passa-faixas selecio
na a portadora piloto, ~ue é processada para se obter o sinal de
38KHz sincronizado com a do transmissor. Um filtro passa-faixas, sig_
tonizado em 38KHz, seleciona as faixas alterais do sinal (E - D) si t~ das entre 23 e 53 KHz, este sinal é aplicado a um detetor síncrono
juntamente com a portadora de 38KHz, obtendo-se em sua saída o sinal
diferença lE-D) de modulado.
Para ~ue seja possível
(E-D) e (E+D) são aplicados a
separar o~ canais, fazendo
mo abaixo:
(E + D ) + ( E - D) ; 2 E
(E + D) - ( E - D) ; 2 D
a separação dos dois canais, os sinais
uma rede matricial ~ue
soma e a subtração a
canal es~uerdo
canal direi to
se encarrega de
destes sinais co-
Estes sinais são então de-enfatisados, amplificados e aplicados
aos seus respectivos alto falantes.
Uma maneira para a regeneração da subportadora de 38KHz é a uti
lizaçã9 do phase locked loop (PLL) como mostra o diagrama em blocos
abaixo:
... -1 F.P.F SllJAL ?I~OTO DêT€.TOR
1'1kH~ D€. F Fi se F.P. B
l'l Kl\z
v co '-- 72 .;.2
'761(1h
5~'(;\\~ ?<'til. 'A O MOCUL.I't-
llCR ~"'L1:U,)CGI'I\lC
Sistema PLL para a regeneração da subportadora de 38KHz
- 76 -
O VCG gera um sinal de 76ICffz que passa por dois divisores de
frequência ( ~ 2) para a obtenção de = sinal de frequência de 19KHz.
Este sinal é aplicado junt~ente com a portadora piloto ao detetar -
de fase. Caso haja uma diferença de fase entre estes dois sinais, um
sinal de e=o é a.plicado ao VCO a fim de que sua saída fique sincro
nizada com o sinal piloto de 19KHz. A subportadcra de 38KHz é retira
da da saÍda o primeiro divisor de frequência, e aplicado ao detetar
6.3 - Decodificador de FM estéreo utilizando circuito integrado.
Um circuito que substitue o diagrama em blocos da decodificação
estereofÔnica, mostrado anteriormente, é dado abaixo. Este circuito
já vem pronto em uma pastilha integrada e substit~m c6m vantagens os
circuitos discretos, pois simplficam o projeto do receptor, necessi
tam de poucos componentes externos e não necessitam de ajustes críti
cos.
V c c
Circuito decodificador de FM estéreo
- 77-
, e = onda quadxada de 38KHz, amarrada em :fase 'a
subportadora de 38KHz suprimida no transmissor. Este sinal chaveia os
t:t>ansistores Q;~ , Q.4
, Q.5
e Q.6• Q.uando Q.3
(Q.6) está saturado (condu
zindo) Q.4
(Q.5
) está cortado, e, quando Q.4
(Q.5
) está conduzindo Q.3
(Q.6)
está cox·tado. Portanto, do exposto acima, poderíamos dizer que um si
nal da :forma G-(t) = 1 - G+(t) é que chaveia os transistores 11!:4
e Q.5
, ,
como e mostrado abaixo.
I
I -..L _:r..
2 4
. .I. _.L 2 lj
Representando estes sinais
G+(t) = 1 + 2 cosw
0t +
2 n:
G-(t) = 1 2 cosw t ---- o 2 1(
!'"'(t] I -r ..I.. "4 2
G"(t)
1
.L .1. 4 2
, de Fourier em ser i e
3 cos3w0
t + ... 21(
_3_ cos3w0t -
2TI.
t
'
t
teremos:
O sinal composto Vc(t) que é aplicad9 nas bases dos t:t>ansisto
res Q.1 e Q.2 , como já :foi visto é dado por:
Vc(t) = (E +D) + Acosw0 t + (E - D) cosw0
t
2
Para se compreender o :funcionamento do circuito decodi:ficador e~
tereo:fÔnico, inicialmente vamos ignorar os transistores Q.2, Q.5 e Q.6 •
A corrente de coletor de Q.1 (I1) é proporcional à ·tensão aplicada em
sua base.
- 7!3 -
Quando o transistor Q3
está conduzindo a
R1 • Como Q3
é chaveado por G+(t) e r1
corrente 11 flui através de
€ proporcional a V (t) a c
tensão desenvolvida através de R1 é proporcional ao
V0(t).G+(t), assim:
produto
k ~E 2+D) + i (E-D) + têrmos de frequência altj
onde k € uma constante de proporcionalidade.
Quando Q3
está cortado Q4
está conduzindo, neste intervalo a cor
rente r 1 flui através de R2 • Como Q4
é chaveado por G-(t). A tensão
desenvolvida através de R2 é proporcional ao produto V0(t).G-(t), as
sim.
~ (E-D) + têrmos de .~requência alta~ Os têrmos de frequência alta (maiores de 15KHz) podem ser eli~
nades atrave.s de um filtro passa baixas, ou então pelo próprio ampli
ficador de au.dio dos canais esquerdo e direito.
Considerando K = 1 as equações acima tornam-se:
VE = 0,82E + O,l8D
VD = O,l8E + 0,82D
Assim, a menos da influência entre os canais, VE
mente o canal esquerdo e VD é aproximadamente o canal
mos definir a separação (S) entre os canais como segue:
S = 20 log 0,82 E
0,18 D = 20 log o,82D
O,l8E
é aproximad!!:
direito. Pod~
Para o equ.acionamento acima a separação S é da ordem de 13dE,
que é muito baixa para propÓsitos práticos •. A separação S entre os
canais pode ser aumentada atraves da aplicação de pequenas tensões de
correção fornecidas por Q2 , Q5
e Q6 , como mostra a figura anteri-
or. Neste caso a corrente de coletor· (I2) de Q2 é proporcional a
-V ( t). c
- 79 -
Como Q5
é chaveado per G-(t), I 2 contribui com uma tensão em R1
g_ue é proporcional a -V0(t).G-(t) e sua contribuição nos componen-
tes de freg_uência baixa de VE é dada por:
[o,B2D + O, 18EJ
O chaveamento de Q6 é feito por G+(t), e a contribuição da cor
rente r 2 na tensão através de R2 é proporcional a -V0(t).G+(t), desse
modo sua contribuição na tensão sobre R2
é dada por:
VR2
= -E]_ [o,l8D + 0,82~ Desse modo teremos:
VE = 0,82E + O,l8D-IS_(0,82D+0,18E) = (0,82-K10,l8)E+(O,l8-E]_0,82)D
VIl= 0,82D + O,l8E-IS_(O,l8D+0,82E) = (0,82-IS_O,l8)D+(O,l8-K1o,82)E
Observe g_ue se K1 = 0,18/0,82 a separação entre os canais torna
se infinita. Portanto a tensão -Vc(t) aplicada em Q2 e utilizada para
aumentar a separação entre canais. Como na prática não se consegue se
paraçao infinita, um nível desejado para as separação fica em torno -·
de 45d:B.
Um circuito integrado usado na decodificação estereofÔnico é o
LMJ.800 (phase locked loop FM st.éreo demodulador da National). A sepa-
ração da subportadora é feita internamente através de um:PLL, além
disso, uma chave eletrÔnica produz automaticamente o chaveamerito esti
reo/monoaural.
O diagrama em blocos do LM 1800 mostra o sinal composto
cado a um amplificador isolador, cuja saída (de ganho unitário )
aplicada à secção decodificadora. A segunda saída amplificada é
plada capaci tivamente a dois detetores de fas.e, uma para o PLL
outro no circuito de chaveamento estéreo. A saída do detetor de
apli-, e
a co-
e
f a-
se ajusta o VCO precisamente em 76KHz, e a subportadora regenerada
é obtida no primeiro divisor de freg_uência, e aplicada no decodifica
dor através de uma chave eletrônica. O sinal cÓmposto amplificado, e
um sinal "em fase" de 19KHz gerado no PLL alimentam o detetei de fase
"em fase". Quando a malha está amarrada, uma
fornece uma informação da amplitude do sinal
tensão DC na sua saída -,, ,, piloto. O trigger aciona
a chave eletrÔnica, deixando passar o sinal de 38KHz para o decodifi
cador, isto g_uando o sinal piloto é suficientemente forte para permi~
tir boa recepção estereofônica. o"trigger" alimenta também uma lâmpada
indicadora de estéreo.
- 80 -
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No modo monoaural a chave eletrônica abre, e o sinal composto pre
sente na entrada do decodificador aparece em suas duas saídas. Os si
nais de frequências su.periores a 15KHz sao eliminados pelos capacite
res do circuito de de-ênfase nos pinos 3 e 6 e nas duas saídas tere -
mos o sinal de informação, monofÔnico; (E+ D).
Elaboração:
Datilografia:
Desenho:
José Carlos Sartori e
Marcelo Basilio Joaquim
Antonio Y. Carneiro
Nelson Cava
- 82 -
Referências:
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2- K:rausH.L •. , Bostian c.w., ·Raab F.H., 11Solid State Radio Engineering 11
John Wiley & Sons, 1980.
3- Cook A.B., Liff A,A., "Frequency Modulation Receivers 11 , Prentice ..
Hall, 1968.
4 - Mil ler G. M, 11 .odern Electronic Comp1unication 11 Prentice-Hall, 1978.
5 - Mandl. M., "Princip1es of E1etronic Communications" - Prentice -
Hall 1973·
6 - Me.1o J. c. "Principies de Telecomunicações" McGraw-Hi11, 1976.
7- Isbell T.D., Mish1er D.S. 11 LM1800- Phase 1ocked 1oop FM stereo ·
demodu1ator " AN81 - National.
- 83 -