Projetar com módulos IGBTs Novembro de 2011
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Transcript of Projetar com módulos IGBTs Novembro de 2011
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Projetando com IGBTs Tudo o que você sempre quis saber…
Engenharia de Aplicações Powerex Inc. EUA
2
Tutorial Preperado pelo
Depto. De Engenharia de Aplicações Powerex, Inc.
173 Pavilion Lane Youngwood, PA 15697, EUA
John Donlon [email protected] +1 724-925-4377
Eric Motto [email protected] +1 724-925-4304
Nick Clark [email protected] +1 724-925-4312
Bill Kephart [email protected] +1 724-925-4487
www.pwrx.com
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Temas do Tutorial • Características Básicas dos IGBTs Resumo, Característicias Estáticas e Dinâmicas, Resistência Térmica, ASO de comutação, ASO de curto-circuito
• Considerações de Aplicação Tensão nominal, Corrente nominal, Impedância Térmica, Ciclos Térmicos, Conexão em paralelo
• Exemplos de Projetos
• Projeto do Circuito de Controle de Gate VGE(on), VGE(off), RG, Corrente de gate e Potência, Medindo VCE, Deteção de Desaturação, “Layout”, Controles de
Gate Híbridos.
• Projeto do Circuito de Potência Indutância parasita, Barramentos Laminados, “Snubbers”
• Tecnologia dos Chips e Encapsulamentos Avanços em Tecnologia, Estrutura Vertical, Encapsulamentos de alta confiabilidade
• Linha de Produtos IGBT da Powerex Módulos IGBT Industriais, Módulos IGBT de alta tensão (HVIGBT), IGBTs de alta freqüência, IPMs
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Módulo IGBT Características
Básicas
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IGBT “Insulated Gate Bipolar Transistor”
• Controlado por Tensão
• Conduz a corrente do coletor ao
emissor quando uma tensão positiva é
aplicada entre o gate e o emissor
• Módulos IGBT geralmente incluem um
diodo ”Free Wheel” (FWDi) Observação:
Este é um chip individual, e não um elemento
parasita como no caso de um MOSFET.
• Características Fundamentais
• VCES – tensão máxima de bloquieo, entre o
coletor e o emissor.
• IC – corrente nominal do colector
•VCE(SAT) – tensão de saturação, entre o coletor e o
emissor
Gate
Colector
Emisor
Fluxo de Corrente
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Por que um IGBT? • Transistores Bipolares de Alta Tensão têm uma baixa tensão em estado ligado
devido à condução de portadoras minoritárias (modulação de condutividade), mas têm
baixo ganho e exigem muita corrente e energia para a base.
• Transistores Darlington (transistores bipolares de alta tensão em cascata)
melhoraram o ganho, mas têm maior tensão quando estão ligados (menos eficiente) e
tendem a chavear lentamente.
• SCR não se pode controlar o desligamento (sem forçar). Serve para as aplicações com
comutação natural.
• GTO baixo ganho de desativação requer alta corrente para desligar. Desligamento
instável requer ajuda de um circuito snubber com grandes perdas. Um GTO de comutação
forçada (GCT) elimina a necessidade de snubber, mas requer ainda mais corrente para
desligar.
• MOSFETs são controlados por tensão; portanto, a energia requerida para a comutação é
muito baixa e podem chavear muito rápido. Infelizmente, a resistência em estado ligado
cresce mais do que o quadrado da sua tensão nominal de bloqueio. Assim, a área de
silício necessária para aplicações industriais de alta tensão e potências mais elevadas
torna-os proibitivamente caros. Além disso, o diodo parasita integrado tem
características pobres em alta tensão.
• IGBTs são feitos basicamente através da conversão do diodo integrado do MOSFET em
um transistor bipolar. O dispositivo resultante requer pouca energia para comutar, assim
como o MOSFET, porém oferece a baixa tensão em estado ativo de um transistor
bipolar. Isto o torna adequado para aplicações industriais de alta potência.
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Módulo IGBT
Terminal Principal Gel de Silicone Tampa Encapsulamento Plástico Moldado
Fio Al de ligação Placa base Cu Chips de Potência
Substrato de Cerâmica
Módulos IGBT são encapsulamentos plásticos contendo “chips” de IGBTs e diodos volantes configurados em circuitos convenientes. Normalmente eles têm uma base isolada para permitir fácil montagem ao dissipador de calor. Os “chips” são configurados em paralelo para a obtenção de altos valores de corrente – O exemplo
mostrado à esquerda é um módulo duplo de 300A, 1200V
(meia-ponte). Cada metade do módulo é feita de dois
chips IGBT em paralelo e dois chips de diodo volante em
paralelo.
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Serie NF 600V, 200A Estrutura do chip PT - Epitaxial
Serie S 1200V, 200A Estrutura do chip LPT – “wafer” FZ
Especificação VCE(sat) Tensão entre o Colector e Emisor em Estado Ligado
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Especificação do VEC do Diodo Volante Queda de Tensão do Diodo Volante
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Características Dinâmicas de Módulos IGBT
Circuito Meia-Ponte Typ. 5-10µs Typ. 200-500µs
Transições de Interesse
Um circuito meia-ponte de comutação de carga indutiva é o mais utilizado para a caracterização dinâmica de módulos IGBT. Este modo de comutação aproxima as condições presentes em muitas aplicações do mundo real. Duração e energia de comutação no datasheet do IGBT são medidos utilizando este circuito. Características de recuperação do diodo volante também são medidos utilizando este circuito.
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Características Dinâmicas de Módulos IGBT Formas de Ondas de Chaveamento de Carga Indutiva em Circuito
Meia-Ponte Típico Módulo IGBT 600A/ 1200V
Desligar Ligar
Pico de tensão ao desligamento, causado pela indutância parasita do
circuito de teste
Diodo “Free Wheel” Corrente de recuperação reversa
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Circuito de Teste de Chaveamento em Meia-Ponte
Teste de Chaveamento – Formas de Ondas
Especificações de Tempo de Chaveamento
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Perdas de energia ao chavear (ESW)
Circuito Meia-ponte Perdas de chaveamento ao ligar e desligar
A energia de chaveamento é a área abaixo da curva de potência (IC*VCE). Especificações de energia de chaveamento são usadas para estimar perdas de chaveamento.
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Curvas de perdas de chaveamento de um
Módulo IGBT
Exemplo:
CM300DU-24NFH
Eon @ 300A = 14mJ/pulso
Eoff @ 300A = 7.5mJ/pulso
Com esta curva, as perdas de chaveamento podem ser estimadas com a equação abaixo:
mJ/
pu
lse
Psw = (Esw(on)+Esw(off)@Ic) x fC
1200V Serie-NFH
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Perdas de Energia de Recuperação (Err)
Diodos de recuperação super suave: Muitos módulos IGBT modernos utilizam diodos de recuperação super suaves para minimizar o ruído e EMI causado por subidas de tensão durante a recuperação. A característica de recuperação suave desses diodos produz frequentemente significativas perdas dinâmicas. Para melhor estimar essas perdas é necessário usar a curva de perdas de energia de recuperação. Usando esta curva, as perdas do diodo “free wheel” podem ser estimadas com a equação mostrada abaixo:
Prr = Err(@IE) x fC
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SOA de Comutação (Area de Operação Segura) IGBTs Powerex até 1700V têm SOA de Chaveamento Completamente
Quadrada até uma corrente 2x a nominal
Muitos IGBTs industriais modernos têm uma SOA (área de operação segura) completamente quadrada. Em outras palavras, o “segundo colapso” clássico exibido por transistores bipolares não existe. SOA quadrada de desligamento significa que, contanto que não se exceda a tensão nem a corrente do dispositivo, estaremos dentro da SOA de desligamento permitida.
Linha vermelha: Só Para Serie-S com150C<Tj≤175C
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Capacidade de Resistir a um Curto-Circuito
VCC
+
VGE
Circuito de Teste
Forma de Onda Tipica: Módulo IGBT 300A, 1200V Module
VCC=700V, tW=10µs, VGE=+15V/-10V VCE:200V/div, IC:500A/div, t:2µs/div
Muitos módulos IGBT industriais são projetados para resistir a um curto-circuito de baixa impedância durante um tempo prescrito e à uma tensão específica do barramento CC. Neste teste, a corrente é limitada apenas pelo próprio dispositivo.
IC=1400A 4.7* IC(nom)
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IGBTs Powerex são projetados para resistir a um curto-circuito de baixa impedância (corrente limitada apenas pelo ganho do dispositvo) durante um mínimo de 10µs.
SOA de Curto-Circuito para Módulos IGBT SOA de Curto-Circuito Serie-NF, A e S
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Especificação de Resistência Térmica Rth(j-c)
Chip IGBT Perdas Condução
+ Perdas Comutação
Chip FWDi Perdas Condução
+ Perdas Comutação
Rth
(j-c
)Q
Rth
(j-c
)D
Rth
(c-f
)
TJ(IGBT) TJ(FWDi)
TC
TF
PIGBT PFWDi
PIGBT + PFWDi
Especificações de resistência térmica são usadas para estimar as temperaturas dos chips IGBT e diodo “free wheel” quando as perdas e a temperatura da placa base são conhecidas: Tj(IGBT) = TC + Rth(j-c)Q * PIGBT
Tj(FWDi) = TC + Rth(j-c)D * PFWDi
Especificações de resistência térmica de contato são utilizadas para estimar a temperatura da placa base quando as perdas totais e temperatura do dissipador de calor são conhecidas. TC = Tf + Rth(c-f) * (PIGBT + PFWDi)
Observação: Tf quer dizer a temperatura da aleta do dissipador.
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Impedância Térmica Transitória
Quando o IGBT dissipa pulsos de energia de curta duração (transitória) a massa térmica (silício, solda, cerâmica, cobre, etc ...) do módulo absorve parte da energia que atua para limitar o aumento da temperatura de junção. Este efeito é caracterizado pela curva de impedância térmica transitória. Um exêmplo para um módulo IGBT 200A é mostrado à direita. Esta curva mostra a impedância térmica normatizada entre junção e a placa base como uma função da duração do pulso. Exemplo: Se este IGBT conduzisse um pulso de 400A por 10 ms, e o VCE (sat) a 400A fosse 2.5V e sua temperatura na placa base fosse de 80C então a Tj seria:
Tj = 80°C + (0.11°C/W)(0.33)(400A)(2.5V) Tj = 116°C
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VCE
IC
Exemplo Básico de Aplicação: Estimando a Dissipação de Energia e a Temperatura da
Junção para Chaveamento em Onda Quadrada
VCE
IC
Perdas ao ligar Perdas ao desligar
Perdas de condução
Perdas de Comutação: PSW = (ESW(on) + ESW(off)) * fSW Perdas de Condução: Pcond. = D * IC * VCE(sat) @ IC
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Perdas de Condução do IGBT: No caso de chaveamento em onda quadrada com o CM200DY-12NF
Duty = 50%, VCC = 360V, IC = 100A, FSW = 22kHz
VCE(sat) @ 100A = 1.4V
Pcond. = D * VCE(sat) * IC
= 0.5 * 100A * 1.4V = 70W
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+
ESW(on) @ 100A, 300V = 1.9mJ
ESW(off) @ 100A, 300V = 5.0mJ
A curva de perdas de chaveamento é para um barramento CC (VCC) = 300V; por isso, deve ser ajustado para uma tensão mais elevada. Para fazer isso multiplique o ESW destas curvas por 360V/300V para obter: ESW(off) @ 100A, 360V = 6.0mJ ESW(on) @ 100A, 360V = 2.3mJ PSW = (ESW(on)+ESW(off)) * FSW PSW = (6.0mJ + 2.3mJ) * 22kHz PSW = 183W
Perdas de Chaveamento do IGBT: No caso de chaveamento em onda quadrada com o CM200DY-12NF
Duty = 50%, VCC = 360V, IC = 100A, FSW = 22kHz
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VF @ 100A = 1.4V
Pcond. = (1-D) * VF * IF
= 0.5 * 100A * 1.4V = 70W
Observação: Para um Chopper IF = IC
Perdas de Condução do FWDi: No caso de chaveamento em onda quadrada com o CM200DY-12NF
Duty = 50%, VCC = 360V, IC = 100A, FSW = 22kHz
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Err @ 100A, 300V = 2.0mJ
Deve–se ajustar para uma tensão mais elevada no barramento. Multiplique a Err desta curva por 360V/300V para obter:
Err @ 100A, 360V = 2.4mJ Prr = Err * FSW Prr = 2.4mJ * 22kHz Prr = 53W
Perdas de Recuperação do Diodo Volante: No caso de chaveamento em onda quadrada com o CM200DY-12NF
Duty = 50%, VCC = 360V, IC = 100A, FSW = 22kHz
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Perdas totais do IGBT: PIGBT = Pcond. + PSW = 70W + 183W = 253W Perdas totais do diodo volante: PFWDi = Pcond. + Prr = 70W + 53W = 123W
IGBT: Aumento na Temperatura entre a placa base e a junção = PIGBT*Rth(j-c)Q = 253W * 0.13°C/W = 33°C Diodo: Aumento na Temperatura entre a placa base e a junção = PFWDi*Rth(j-c)D = 123W * 0.23°C/W = 28°C Temperatura Máxima Permitida na Placa Base: Tj(max)-T(j-c) = 150°C–33C = 117°C
Cálculo do Aumento de Temperatura: No caso de chaveamento em onda quadrada com o CM200DY-12NF
Duty = 50%, VCC = 360V, IC = 100A, FSW = 22kHz
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Pontos Importantes – Características Básicas de um IGBT
• IGBTs requerem pouca energia para controlar o gate como os MOSFETs e têm a baixa tensão em estado ativo de um transistor bipolar.
• Um módulo IGBT é um encapsulamento com placa base isolada que contêm chips de IGBT e diodo volante conectados em configurações convenientes.
• IGBTs são os dispositivos preferidos para uma ampla gama de aplicações.
• As características mais importantes de um IGBT são: VCE(sat), ESW(on), ESW(off), VEC, Err, Rth(j-c), Rth(c-f) e Tj(max)
• A maioria dos módulos IGBT industriais são projetados para resistir a um curto-circuito de baixa impedância durante 10µs.
• Especificações de resistência térmica Rth(j-c) e Rth(c-f) só se aplicam a pontos específicos onde TC e Tf são medidas. Medições utilizando pontos diferentes dos mostrados no datasheet produzirão erros significativos.
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COMPAREDELAY
tTRIP
GATEDRIVE
AND
E
C
G
E
H-SeriesIGBTModule
VTRIP
V+
RG
+
Shut-Down
D1
Input
n p +
n -
p +
n +
n -
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IGBT Considerações de Aplicação
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Causas comuns de falhas de IGBT • Operação fora da SOA (Área de Operação Segura)
• Sobre Tensão - Exceder VCES
• Sobre Temperatura na Junção
• Sobre Corrente - Exceder IC ou ICM
• Fadiga Térmica
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SOA quadrada no desligamento para os Módulos IGBT Séries NF, A e S
SOA quadrada no desligamento significa que, contanto que não se exceda a tensão ou a
corrente, estaremos dentro da SOA no desligamento.
Co
rren
te n
o C
ole
tor
(Raz
ão d
a C
orr
ente
No
min
al)
Tensão entre coletor e emissor VCE (Volts)
Limite de Classe 600V
Limite de Classe 1200V
Limite de Classe 1700V
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Tensão Máxima
A Powerex dispõe de IGBTs com tensões máximas desde 250V até 6500V
A capacidade de um IGBT para suportar uma avalanche é muito limitada, então a tensão
máxima nunca deve ser excedida…
Nem por um nanosegundo!!
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Tensões Típicas de Módulos IGBT
Tensão na linha CA
(VCA)
Tensão CC Máxima Recomendada no
Barramento
VCES do IGBT
120/240
400V
600V
460/480
800V
1200V
575/690
1200V
1700V
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Limites de tensão aplicada continuamente aos Módulos IGBT
(Tensão do Barramento CC)
• A capacidade de suportar um curto-circuito e a RBSOA de um IGBT são testadas com tensões específicas no barramento CC.
• Se a tensão estiver mais alta que a condição de prova, as características não serão necessariamente garantidas.
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• Como a maioria dos semicondutores de potência, a corrente de fuga aumenta com o aumento de temperatura e tensão aplicada.
• Assim, se uma tensão alta for aplicada continuamente, perdas causadas pela corrente de fuga podem causar uma disparada da temperatura.
Observação: HTRB (Estado Inativo com Alta Temperatura) é tipicamente confirmado a 85% da VCES.
Limites de tensão aplicada continuamente aos Módulos IGBT
(Tensão do Barramento CC)
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• Dispositivos HVIGBT com bloqueio de tensão máxima de 2500V ou mais também têm limites devido a falhas induzidas por raios cósmicos.
• Este modo de falha é caracterizado como a probabilidade estatística de falha versus tensão aplicada.
Limites de tensão aplicada continuamente aos Módulos IGBT
(Tensão do Barramento CC)
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LTDS de um Módulo IGBT 6500V Module Aplicações típicas são
projetadas para ~100FIT
(100 Falhas em Dez^9 dispositivo•hras)
Portanto, para este dispositivo, VCC deve
ser limitada a aproximadamente
3900V.
CM200HG-130H
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Thermal Impedance Measurement
Edge Point Method Under Chip Method
TSink
3mm
TSink
3mm
TSink
IGBT
Chip
TC
Thermal Impedance Measurement
Edge Point Method Under Chip Method
TSink
3mm
TSink
3mm
TSink
IGBT
Chip
TC
Medição da Impedância Térmica
Método Ponto na Borda Método Debaixo do Chip
Módulo Módulo
Placa Base Metálica Placa Base
Aleta (Dissipador) Aleta
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Comparação de Impedância Térmica: Módulo 300A, 1200V
Observação: O valor de impedância térmica debaixo dos chips pode ser a
metade do valor no ponto da borda.
IMPORTANTE: A Seleção do ponto TC de medição tem um impacto
significativo nos dados Rth(j-c) e Rth(c-s) especificados no datasheet.
Deve-se usar o mesmo ponto Tc de medição como o fabricante do dispositivo para fazer uma estimativa precisa de Tj.
Método de
Medição
Terceira Geração Serie-H
Quinta Geração Serie-A
Rth(j-c) Rth(c-f) Rth(j-c) Rth(c-f)
Ponto na borda 0.06C/W 0.035C/W 0.11C/W 0.035C/W
Debaixo do chip 0.04C/W 0.02C/W 0.066C/W 0.02C/W
Valores nos circulos aparecem no datashet.
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Na Borda Debaixo do Chip
Tempo (s) Tempo (s)
Estado estacionário atingido em aproximadamente 1
segundo.
Estado estacionário atingido em aproximadamente 0.1
segundo.
A Impedância Térmica Transiente também é influenciada pela seleção do ponto de medição.
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Corrente Nominal de um Módulo IGBT.
Tj(max) – TC
VCE(@iT) x Rth(j-c) iCC =
Onde: iCC = Corrente nominal CC VCE(@iT) = Tensão entre o coletor e emissor a iT T j(max) = Máxima temperatura de junção Rth(j-c) = Resistência térmica entre junção e base TC = Temperatura fixa da base
Observação: Esta corrente nominal (iCC) depende do seguinte:
• Seleção de Tc – Menor TC resulta em iCC mais alta.
• Seleção de Tj(max) – Alguns fabricantes usam conservadoramente 125C em quanto outros usam 150 ou até 175C. Maior Tj(max) resulta em iCC nominal mais alta para o dispositivo em questão.
• O método de medição de Rth(j-c) – Medindo debaixo dos chips resulta em menor impedância térmica e maior iCC nominal.
A corrente nominal é o valor mostrado no rótulo. Por exemplo, a corrente nominal de um CM200DX-24S da Powerex é 200A. A corrente nominal CC é a corrente CC que faz a temperatura de junção do chip atingir Tj(max) com uma temperatura fixa Tc na placa base do módulo. Muitos fabricantes usam uma corrente CC como a corrente nominal.
A corrente iCC nominal pode ser calculada assim:
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Fatos Sobre Corrente CC Nominal
• Uma corrente iCC nominal é geralmente inútil para a seleção de um dispositivo. A iCC somente reflete as perdas de CC e ignora as perdas por chaveamento e os limites de SOA.
• Uma corrente iCC nominal é geralmente inútil para
comparar dispositivos entre fabricantes. A iCC depende da seleção de TC, Tj(max) e o ponto de medição de impedância térmica.
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Correntes Nominais da Powerex
Correntes nominais para os módulos IGBT da Powerex são definidas como:
IC é a metade da corrente máxima repetitiva garantida ao desligar com Tj=Tj(max). ICM é a corrente máxima repetitiva garantida ao desligar com Tj=Tj(max). Com dispositivos mais novos também marcamos a temperatura da placa base (TC) na qual uma corrente contínua igual a IC fará Tj = Tj (max). Isso é feito principalmente para permitir a comparação com dispositivos de outros fabricantes que usam correntes contínuas como nominais.
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Correntes Nominais Quais são os limites “verdadeiros”?
(1) Tj (max) - Não se pode exceder a temperatura máxima de
junção.
(2) SWSOA - Não se pode chavear repetidamente fora da
SWSOA garantida.
(3) Dessaturação - Se o dispositivo entrar em dessaturação, o
que significa não ter mais ganho e entrar na região linear de
operação, falhará em microssegundos.
(4) Limites de corrente RMS nos terminais de potência - Os
terminais não podem exceder a temperatura máxima do
encapsulamento.
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Correntes Nominais Como Selecionar o Dispositivo Adequado
(1) Calcular as perdas com as condições da aplicação real e estimar a Tj usando Rth(j-c) e Rth(c-s). Tj deve ser inferior a Tj (max). É prudente aplicar margem de segurança. Por exemplo projetar para Tj = 125°C máximo é usual.
(2) Considerar a SWSOA: Corrente de pico ao desligar deve ser menor do que a SWSOA garantida (2X a nominal para dispositivos da Powerex). Margem de segurança deve ser aplicada.
(3) Considerar a vida de ciclos térmicos: Grandes ΔTj e / ou grandes ΔTC podem causar uma falha prematura em aplicações cíclicas.
46
Confiabilidade com Ciclos Térmicos
Caso 1: A temperatura varia na junção mas a temperatura da placa base não muda.
Caso 2: A temperatura da placa base varia junto com a junção.
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A Estrutura Típica de um Módulo
Variações na temperatura da placa base causam
uma falha deste união de soldadura.
Variações na temperatura do chip (junção) de
silício causam uma falha desta solda ultrassônica.
Chip de Silício
Soldadura
Soldadura
Placa Base
Fios
de Ligação
Substrato Cerâmico com Folha de Cobre
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Vida Útil com Ciclos Térmicos na Placa Base
A diferença nas características de expansão linear de vários materiais usados nos módulos causa fadiga térmica. A falha ocorre por causa de rachaduras que se formam devido à fadiga lateral.
Fios de Al
Chip de Silício
Substrato de Isolação
Placa Base de
Cobre
Rachadura
Placa Base de
Cobre
Substrato de Isolação
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Indica o número de ciclos que se pode esperar antes do dispositivo falhar por causa de uma dada excursão de temperatura na placa base.
Curva de Vida com Ciclos Térmicos na Placa Base
50
Vida Útil com Ciclos Térmicos nos Fios Falhas por causa de deformação entre o chip de silício e os fios de ligação. A
deformação é causada pelas diferenças nas características de expansão linear dos diferentes materiais. Rachaduras se formam entre os fios de ligação e o chip de silício.
Fios de Al
Chip de Silício
Substrato de Isolação
Placa Base de
Cobre
Rachadura
Chip de Silício
Fio de Al
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Curva de Vida com Ciclos Térmicos nos Fios
Indica o número de ciclos que se pode esperar antes do dispositivo falhar por causa de uma dada excursão de temperatura nos fios de ligação.
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Conexão em Paralelo
Circuito que Demonstra Desequilíbrio de um Circuito
Desequilíbrio Máximo de Corrente vs. VCE(sat)
Módulos IGBT podem ser conectados em paralelo para aplicações que requerem correntes muito elevadas. Tal operação em paralelo só deve ser considerada quando o módulo com a maior corrente disponível não for suficiente. O uso de um módulo grande, em vez de pequenos módulos em paralelo, é recomendado porque elimina as preocupações com o equilíbrio estático e dinâmico de corrente entre os dispositivos em paralelo. Com a apropriada atenção ao projeto do circuito e à seleção dos dispositivos, vários módulos podem ser confiavelmente operados em paralelo.
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Operação em Paralelo – Divisão de Corrente
Observação: Equilíbrio dinâmico de corrente é influenciado primariamente pela configuração do circuito.
Fatores relacionados ao balanço de corrente e seus efeitos
Fatores que influenciam o balanço de corrente
Relação Existe Não tem
Relação
Relação Fraca ou Ambígua
Ligação Desligamento di/dt=0 di/dt≠0
Caracterização do
Dispositivo
Indutância nos
Fios do
Circuito
Principal
Fios no
Controle de
Gate
∆Temperatura
∆L (Alimentação
para Dispositivo)
∆L (Total incluindo
a carga)
Diferença No
Comprimento dos Fios
Impedância da Saída
do Controle de Gate
Chaveamento do IGBT Em Condução
Categorias de balanço de corrente
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Diagrama de circuito mostrando as conexões simétricas e assimétricas da carga
Desequilíbrio típico causado por uma conexão assimétrica de carga.
Configuração Recomendada do Controle de Gate Forma de onda de Corrente mostrando
Desequilíbrio no desligamento devido a um mal controle de Gate
Operação em Paralelo – Divisão de Corrente
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Configuração Recomendada para o Controle de Gate
Operação em Paralelo
Mesmo RG
Conexões Simétricas e de Baixa Indutância
para o Gate e o Emissor
Conexão curta e de baixa indutância
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Conexões Simétricas e Assimétricas do Circuito Principal
Operação em Paralelo – Divisão de Corrente
Desequilíbrio típico ao ligar causado por uma conexão de barramento
assimétrica.
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Pontos Importantes – Considerações para Aplicações
• IGBTs são muito frágeis em termos de tensão excessiva. • Especificações de resistência térmica Rth(j-c) e Rth(c-f) só se aplicam a pontos específicos de medição de TC e Tf. Caso não se utilizem os mesmos pontos indicados no datasheet certamente ocorrerão erros significativos. • A "corrente nominal" de um IGBT não é definida de forma consistente entre fabricantes distintos. • Correntes nominais de CC são geralmente inúteis para a seleção do dispositivo porque ignoram as perdas de chaveamento e os limites de SOA. • Ao selecionar os IGBTs não se esqueça de considerar a vida útil em função dos ciclos térmicos na placa base e nos fios de ligação. • IGBTs podem ser conectados em paralelo para aplicações de alta corrente.
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COMPAREDELAY
tTRIP
GATEDRIVE
AND
E
C
G
E
H-SeriesIGBTModule
VTRIP
V+
RG
+
Shut-Down
D1
Input
n p +
n -
p +
n +
n -
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Exemplos de Projetos
60
Passo 1: Clique neste ícone para a seleção do módulo
Passo 4: Selecionar o código específico do módulo
Passo 3: Selecionar a
série do módulo
Passo 2: Selecionar tipo de módulo da
lista
Ferramenta da Mitsubishi para Estimar as Perdas: Selecionar o módulo para estimar as perdas
61
vout iout
φ cosφ=PF(Fator de Potência)
i
t
Freqüência de
chaveamento
tsw=1/fsw i t
Temperatura do dissipador
(direto debaixo dos chips)
Tf
CARGA
ICP
VCC
i
t
Rg
Para os IPMs,
Rg não é preciso.
Amplitude F Fund
Amplitude F
Portadora
Ferramenta da Mitsubishi para Estimar as Perdas: Colocar as Condições da Aplicação
62
Ferramenta da Mitsubishi para Estimar as Perdas: Fazer a Estimação de Perdas
Estas são as temperaturas de junção calculadas e as perdas de potência do IGBT e diodo volante devido às condições da aplicação.
Código do módulo
selecionado
Clicar em "=" para calcular
63
+ =
Wa, Wb, Wc Wneutro
Wa+Wneutral, Wb+Wneutral, Wc+Wneutral
Freqüência Fundamental vs. Portadora Forma de onda de uma fase Forma de onda entre
linhas
Reduz o chaveamento de cada IGBT por um terço.
Ferramenta da Mitsubishi para Estimar as Perdas: Modulação de 3 braços vs. 2 braços
64
Exemplo de Aplicação #1 – Drive de Motor de 150HP
A XYZ, S.A. precisa de um drive de motor para uma nova máquina de cestaria. Você foi contratado para desenvolver o inversor. Os requerimentos da XYZ são os seguintes:
• Este inversor controla um motor de indução de 150HP.
• O motor é de 460V, trifásico, com uma corrente de carga total de 180A RMS.
65
As especificações do inversor são:
Tensão do barramento 650VCC; Max 800VCC
Tensão da saída 0 a 460 VCA, trifásica
Corrente da saída 180 A RMS
Sobrecarga 110% por 1 minuto
Frequência de chaveamento 10 kHz
Fator de Potência 0.83
Temperatura ambiente 50 C dentro da caixa
Exemplo de Aplicação #1 – Drive de Motor de 150HP
66
Selecionar o dispositivo: • Tensão máxima: 2.5 vezes a tensão rms de saída = 2.5 x 460V = 1150V Use um módulo de 1200V • Corrente: de saída multiplicada por 1.414, por sobrecarga, por fator de
ondulação; 180A x 1.414 x 1.10 x 1.10 = 308A de pico.
Use um módulo de 300 A
Escolha o CM300DX-24S da 5ª geração
Exemplo de Aplicação #1 – Drive de Motor de 150HP
67
A sobrecarga precisa ser analisada numa base transitória com respeito à subida de temperatura de junção. Pelo módulo IGBT a impedância térmica acaba em 0.1 segundo, então uma sobrecarga de 1 minuto pode ser considerada como continua.
Exemplo de Aplicação #1 – Drive de Motor de 150HP
68
Selecione o módulo duplo CM300DX-24S, de 1200V e 300A São necessários três para o inversor.
Exemplo de Aplicação #1 – Drive de Motor de 150HP
69
• Calcule as perdas e subidas de temperatura manualmente ou então use o simulador de perdas da Mitsubishi.
• No nosso exemplo, vamos usar o Melcosim, já mencionado nesta apresentação.
Exemplo de Aplicação #1 – Drive de Motor de 150HP
70
Exemplo de Aplicação #1 – Drive de Motor de 150HP
71
Resultados do Cálculo:
Perdas de Energía (Média)
P(Q):Total 411.43 W
CC: 149.61 W
SW: 261.82 W
P(D):Total 120.98 W
CC: 25.41 W
SW: 95.57 W
P(Q): 822.87 W
P(D): 241.95 W
P(Total): 1064.82 W
Subida de Temperatura: (Média) Δ Tj-c(Q): 27.15 C Δ Tj-c(D): 14.52 C TC(debaixo do chip):105.97 C Tj(Q): 133.13 C Tj(D): 120.49 C
As temperaturas estão baseadas numa temperatura de 90C na superfície do dissipador.
Exemplo de Aplicação #1 – Drive de Motor de 150HP
72
• Agora pode-se calcular a impedância térmica (Rθs-a) requerida do dissipador como:
Dissipada Energia
TRθ
Temperatura Máxima no Dissipador = 150 C – 27.15 C – 15.97 C = 106.88 C
Exemplo de Aplicação #1 – Drive de Motor de 150HP
C/W0.01783*1064.82W
C)50C(106.88Rθ
73
• Uma Fonte de Alimentação de um laser precisa produzir pulsos bem regulados de 600A e 5ms a 10Hz.
• É preciso um chaveamento de 20kHz para regular a corrente. O ciclo de trabalho (Duty) máximo é limitado a 50%
• A topologia é um “buck chopper” básico.
• A fonte de tensão é de 750VCC.
20KHz
PWM
5ms
600A
100ms
20KHz
PWM
5ms
600A
100ms
Exemplo de Aplicação #2 – Análise Térmica Transitória
74
Selecionar um Dispositivo:
• Tensão Máxima: Para um barramento de 750V, precisamos de um módulo de 1200V
• Considerando 20kHz, um módulo otimizado para alta frequência será o mais eficiente.
• Para um pico de 600A, um módulo de 600A parece uma escolha inicial razoável.
Selecione o CM600DU-24NFH
Exemplo de Aplicação #2 – Análise Térmica Transitória
75
Exemplo de Aplicação #2 – Análise Térmica Transitória Calcular as Perdas: Usando o Melcosim no modo chopper, conseguimos calcular as perdas durante o chaveamento.
2775W
Observação: O simulador indica que Tj é alta demais, mas este é um pulso estreito; portanto, a massa térmica do dispositivo deve ser considerada. Para fazer isso, usamos a curva de impedância térmica transitória.
76
Efetivamente a impedância térmica de um pulso de 5ms é:
(0.31)(0.034 C/W) = 0.011 C/W
Isto resulta em um aumento de temperatura entre a placa base e a junção de:
(2775W)(0.011 C/W) = 30 C
Portanto, para projetar para Tj de 125C, precisa-se de uma temperatura máxima na placa base de:
TC = 125 C - 30 C = 95 C
Exemplo de Aplicação #2 – Análise Térmica Transitória
77
20KHz
PWM
5ms
600A
100ms
20KHz
PWM
5ms
600A
100ms
Tj=TC
Tj=TC + 30 C
t0 < t < t1: Tj = TC + P * Zth(t)
T1 ≤ t ≤ t2: Tj = TC + P * [Zth(t) - Zth(t-t1)]
t0 t1 t2
Exemplo de Aplicação #2 – Análise Térmica Transitória
78
Selecionar o dissipador:
Primeiro, precisamos saber a média das perdas:
Pavg = 2775W(5ms/100ms) = 139W
Logo, ao considerar a impedância térmica de contato, a temperatura do dissipador tem que ser:
TC – Rth(c-f)* Pavg = 95 C - (0.02 C/W*139W) = 92 C
E se a temperatura de ambiente é de 50C, a impedância térmica do dissipador deve ser:
Rth(f-a) = (92 C - 50 C)/139W = 0.30 C/W
Isto pode ser facilmente obtido através de um dissipador a extrusão comum e ar forçado.
Exemplo de Aplicação #2 – Análise Térmica Transitória
79
Resumo do Exemplo de Projeto
Selecionar um dispositivo para uma aplicação é normalmente um processo iterativo.
Um bom projeto toma em conta os fatores seguintes:
Perdas em Estado Ativo (CC)
Perdas de Chaveamento
Impedância Térmica (Rth)
Transferência de Calor
SOA ao Desligar
Utilização do FWDi
Confiabilidade com Respeito aos Ciclos Térmicos
80
COMPAREDELAY
tTRIP
GATEDRIVE
AND
E
C
G
E
H-SeriesIGBTModule
VTRIP
V+
RG
+
Shut-Down
D1
Input
n p +
n -
p +
n +
n -
81
Projeto de Circuito de Controle de Gate
82
E
C
G
E
IGBT MÓDULO
V ON
V OFF
+
+
R G
ISOLAÇÃO
Entrada
Circuito Básico de Controle de Gate
Controle de Gate – Tensão aplicada ao gate de um IGBT que o liga ou desliga.
• Para ligar, é necessária uma tensão positiva de 15V10%.
• Para desligar, uma tensão entre -5 e -15V é recomendada.
83
Regras Fundamentais do Controle de Gate
Regra #1: Siga as normas do fabricante.
Os IGBTs são otimizados para uso com certas condições no controle de Gate. Um controle de Gate apropriado dá as menores perdas e confiabilidade melhorada.
Regra #2: Não suponha que as normas de um fabricante aplicam-se aos dispositivos de um outro. As diferenças no projeto do chip resultam em diferenças
no melhor controle de Gate.
84
Requerimentos de Tensão (VGE(on)) para Ligar
• No Mínimo: O dispositivo deve ficar completamente saturado com alta corrente e ligar eficientemente.
• O limite de capacidade para suportar curto-circuito: A corrente de saturação durante um curto-circuito aumenta com um aumento de VGE. Aumento de corrente de SC (curto-circuito) reduz o tempo que o módulo suporta o curto tSC.
• Limite superior absoluto: O Valor VGES do dispositivo. VGES é normalmente ±20V. Tensões superiores podem danificar a camada de isolação de SiO2.
85
Tensão Mínima Requerida para Ligar
• O dispositivo deve ficar completamente saturado com alta corrente.
• O dispositivo deve chavear eficientemente.
86
Característica Estática do IGBT
VGE=9V
11V
13V
15V 17V 200
160
120
80
40
0
Co
rren
te (
A)
no
Co
leto
r
0 1 2 3 4 5
Tensão (V) entre coletor e emissor
Módulo
100A, 600V
VCE(sat) = 2.4V
Observação: Parece que VGE = 12V é suficiente para
operação até IC = 100A
87
IGBT: Ligação vs. VGE
IC IC
VCE VCE
Condições: IC = 25A/div, VCE = 100V/div, t:200ns/div, RG = 6.2Ω
Observação: VGE = 12V não é suficiente para baixas perdas ao ligar.
VGE(on) = 15V VGE(on) = 12V
88
Fator limitante: Tempo de exposição a um curto-circuito tSC.
Isc VGE e tSC
\ Menor VGE resulta em mais resistência a um curto-circuito.
IxV
1
SCSC
Limite Tensão Máxima Requerimento de Curto-Circuito
89
Recomendação para VGE(on)
Para (a maioria dos) Módulos IGBT da POWEREX
15V ±10% Fornece:
• Saturação com 2X a corrente nominal;
• Chaveamento eficiente ao ligar;
• Capacidade de Curto-Circuito de 10µs
90
Proteção do Gate do IGBT: Técnicas para grampear a tensão de Gate
G
E
E
C
IGBTModuleVON
VOFF
+
+
RG
VON
VOFF
+
+
RG G
E
E
C
IGBTModule
Grampo Convencional com Zener Grampo com Capacitor-Diodo
• Evita que transientes danifiquem o “gate”.
• Ajuda a controlar um surto de corrente durante um curto-circuito.
91
Requerimentos de Tensão de Desligamento (VGE(off))
Recomenda-se uma tensão forte negativa de entre -5V e -15V.
• As altas tensões de operação de um IGBT produzem uma elevada dv/dt que tende a “perturbar” a tensão do Gate e podem causar uma ativação inesperada.
• Os módulos IGBT são bastante influenciados pelo efeito de capacitância Miller.
• Os módulos grandes com chips em paralelo têm resistores de Gate internos e indutância parasita que podem permitir a tensão de Gate interna subir além da tensão do terminal.
Dispositivo 600V, 100A
Cies
(Capacitância de Entrada) Cres
(Capacitância Miller) Cres/Cies
MOSFET 11nF 0.2nF 0.018
IGBT 4nF 0.8nF 0.2
92
Seleção de RG
RG Grande
• Chaveamento mais lento;
• Menor ruído de chaveamento;
• Recuperação mais suave do diodo volante.
RG Pequeno
• Menores perdas de chaveamento;
• Mais controle sobre ruído no Gate.
93
Faixa de RG Permitida para os Módulos IGBT da Powerex
A faixa de RG permitida fica no datasheet. A faixa tipicamente abrange uma ordem de grandeza..
94
Exemplo: CM1400DU-24NF 1400A, 1200V Módulo IGBT Mega-Dual Para fPWM = 10KHz, VGE = ±15v: Total de Carga do Gate (QG ) = QG(-15v a 0v) + QG(0v a 15v) QG = 2200nC + 7200nC = 9400nC A Corrente da fonte para o Gate é: iS = QG x f = 9400nC x 10kHz = 94mA Potência Total Requerida: IS x VS 94mA x 30V = 2.82W
Off Bias
VGE =0 to -15V
On Bias
VGE=0 to +15VOff Bias
VGE =0 to -15V
On Bias
VGE=0 to +15V
Cálculo de Potência para Controle de Gate
95
Corrente de Pico do Gate Supondo que o Gate de um IGBT é como um capacitor descarregado, a máxima corrente de pico do Gate seria:
IG(pico) = ΔVG RG Com o CM1400DU-24NF normalmente usamos uma resistência de Gate, RG = 1.0ohm Com ±15V para o controle de Gate: IG(pico) = 30V 1.0ohm = 30A A verdadeira corrente de controle é menor por causa do seguinte: (1) Velocidade limitada de comutação da saída do controlador; (2) Indutância e resistência parasitas no circuito de controle de Gate; (3) A maioria dos módulos IGBT que usam chips em paralelo tem resistores de Gate
internos para manter equilíbrio dinâmico de corrente. Para o CM1400DU-24NF a resistência interna equivalente é 0.67 ohm.
No entanto, se for possível, deve-se projetar um controle com a capacidade de fornecer a corrente máxima teórica e assim assegura-se que o desempenho e o controle de Gate estão apropriados e confiáveis sob todas as condições.
96
Sensor de Dessaturação Proteção de Curto-Circuito
Se a Vce ficar mais elevada que a VTRIP por mais que tTRIP depois de se aplicar o sinal de entrada, um curto-circuito é detectado.
COMPARA Demora
t TRIP
Controle
De Gate
AND
E
C
G
E
Módulo
IGBT
V TRIP
V+
R G
+
Desativação
D1
Entrada
97
Controle de Gate Totalmente Isolado
98
Considerações sobre o “Layout” do Controle de Gate
• O “Layout” deve minimizar a indutância parasita entre a saída do controle e o IGBT.
• Evite o acoplamento de ruído, use blindagem, e evite colocar o circuito de controle perto de fontes de ruído.
• Use o terminal de emissor auxiliar do módulo IGBT para fazer a conexão com o controle de Gate.
• Ligue a placa de controle diretamente aos terminais de Gate de IGBT, se possível.
• Use cabo de par trançado ou cabo blindado se uma conexão direta não for possível.
• Se usar optoacopladores para o lado superior do controle, eles devem ter imunidade a transiente de modo comum de 15kV/µs em alta tensão.
99
1101314
13811
M57145L-01
+
+
C1 C2
DZ3
DZ1
DZ2
RG1
C4
+ R1
R3
C3OP1
IGBT
Module
C1
C2E1
G1
E1
E2
G2
E21101314
M57959L/M57962L/M57160L
13811
M57145L-01
+
+
C5 C6
D3
DZ6
DZ4
DZ5
RG2
C8
+ R2
C7OP2
D4
CN1
+VL
IN2
FO
+VS
GND
IN1
J2
D1 D2
CN2
J1
M57959L/M57962L/M57160L
1
Plano de Terra do Sinal Lógico
Plano de Terra Lado Superior
Plano de Terra Lado Inferior
“Layout” de Controle de Gate Duplo
100
VLA106-15242, VLA106-24242 Conversores CC-CC
Voltage Regulator Current Limiter
Oscillato
r 10
11
8 3
2
1
3.3K VCC
VO
VEE
Rectifier
VZ=8.2V
24V
9
VIN
+
-
VLA503-01, VLA504-01, M57159L-01, Controles de Gate
VCE Detector
Fault Latch and Timer
Interface Buffer
14
13
2 8
1
4
5
6
Opto Coupler
Control Input 180
VCC
Fault ttrip Adjust
VCE detect
VO
VEE
Circuito de Aplicação
C2
+
+Control
5V
Fault +
C3
RG
CTRIPG
E
IGBT
Module
R1
M57159L-01/VLA503-01/VLA504-0113 114 10
D1
DZ2
DZ3
OP1
VLA106-15242/VLA106-24242
8 111 3
+C1VIN
+
DZ1
Circuitos Híbridos para Controle de Gate Isolado
101
VLA500-01/VLA502-01/VLA500K-01R Controles de Gate Híbridos com Conversor CC/CC e Sensor de Dessaturação
VLA500-01 Circuito de Aplicação
VLA500-01/VLA500K-01R/VLA502-01
150 F +
15V
+
1 7 26 23 17 20
+
30 28
+
Control 5V
Fault
+
150F
1F
RG
CTRIP
150F G
E
IGBT Module
3.3K
4.7K
CS
DC-DC Converter
Viso=
2500VRMS
Regulator 17.4 VDC
UV Lock-Out
VGE Detector
Fault Latch and Timer
Interface Buffer
1
2
3
4
6
7
19
29
28
30
25
23
20
24
22
Opto Coupler
VD 15V
+
-
Control Input
5V
+
-7
390
VCC
GND
Fault
td Adjust
VCE detect
VO
VEE
265
21
Características: • Ampla faixa de tensão de saída +15V/-8V
• Conversor CC/CC isolado integrado
• Proteção contra curto-circuito com sensor de dessaturação.
• Corrente de pico de controle +/- 12A
• Encapsulamento SIL compacto
• Entrada de controle por optoacoplador rápido
• VLA500-01 para Serie-NF
• VLA500K-01R para Módulos de 1700V
• VLA502-01 para Serie NFH (opto rápido interno para reduzir o atraso de propagação)
102
Ferramentas para Projeto Rápido: Projetos de Referência para o Controle de Gate
BG2A BG2B
103
Placa de Controle – VLA536-01R
Aplicação: Módulos IGBT Duplos NX
Características:
• Só requer uma fonte de +15V;
• Conversores CC/CC e controles
embutidos;
• Completa e pronta para usar;
• Compatível com interface CMOS
• Tamanho Compacto (101x64mm)
• Isolação de 2500Vrms
104
Resumo Projeto de Circuito de Controle de Gate
• Siga as normas do fabricante para a resistência de gate (RG) e para as tensões de controle (VGE(on),VGE(off)).
• O “layout” é crítico – evite fios longos, use camadas blindadas nas placas, selecione componentes com imunidade de ruído dv/dt apropriada.
• Verifique se o controle de Gate pode fornecer corrente de saída adequada.
• Use 15V ±10% para ligar.
• Use um sinal forte negativo entre -5V e -15V para desligar.
105
COMPAREDELAY
tTRIP
GATEDRIVE
AND
E
C
G
E
H-SeriesIGBTModule
VTRIP
V+
RG
+
Shut-Down
D1
Input
n p +
n -
p +
n +
n -
106
Projeto de Circuito de Potência
107
Circuito de Teste de Chaveamento de Meia-Ponte
Circuito Meia Ponte 5-10µs Típico 200-500µs Típico
Subida de Tensão ao desligar
A fonte mais comum de sobretensão é a tensão de surto no desligamento.
108
Meia-Ponte com Indutância Desviada
O surto de tensão no desligamento é causado por indutância na conexão do barramento CC.
Vs = LB*di/dt
109
O surto de tensão no desligamento é apróximadamente a di/dt ao desligar multiplicado por LB. (di/dt x LB). Portanto, minimizar a LB é necessario para minimizar o surto de tensão ao desligar.
Indutância Desviada Pequena (Esboço Mostrado na Página Anterior)
Ic: 50A/div. Vce: 200V/div. t: 100ns/div. Dispositivo Testado: CM100DY-12H (600V, 100A)
Vce(surto)=460V Vce(surto)=600V
Efeito de Indutância Desviada no Barramento CC
Indutância Desviada Grande (Com um fio de 15cm entre Terminal E e o Barramento)
110
Quanta indutância é aceitável no barramento?
Supondo-se que o tempo de descida de um IGBT é 100ns e mantendo-se o surto de tensão máximo em 200V a indutância do barramento deve ser:
Exemplo 1: CM35MX-24S CIB 35A 1200V
di/dt ao desligar é aproximadamente: 35A/100ns = 0.35A/nS e LBUS = Vsubida di/dt = 200V/0.35A/ns = 570nH
Exemplo 2: CM200DX-24S Duplo 200A, 1200V di/dt ao desligar é aproximadamente: 200A/100ns = 2A/ns e LBUS = Vsubida di/dt = 200V/2A/ns = 100nH
Exemplo 3: CM1400DU-24NF Duplo 1400A, 1200V
di/dt ao desligar é aproximadamente: 1400A/100ns = 14A/ns e LBUS = Vsubida di/dt = 200v/14A/ns = 14.3nH
111
O quê é um nH? Estas figuras de um ensaio antigo feito por Harald Vetter mostram a indutância de varias configurações de condutores. No Tipo (1) abaixo os dois fios um ao lado do outro terão uma indutância de pelo menos 5.5nH/cm.
Então no Tipo (2) da página anterior, o barramento de conexão CC apenas pode ser de 18cm. O exemplo 3 claramente requer uma estrutura laminada como mostrada no Tipo (4), uma vez que um barramento como no Tipo (1) limitaria o tamanho em 2.6cm.
112
Como Minimizar a LB – Use uma Estrutura Laminada para o Barramento
Vista de Corte Transversal de um Barramento Laminado
113
Exemplo de “Layout” para um Inversor
Trifásico de Alta
Corrente
114
Estimando a Indutância Desviada no Circuito de Potência
Indutância Total na Conexão: L = VDEGRAU di/dt = 35v 1A/ns = 35nH Indutância no Circuito de Potência: Ls = Indutância Total na Conexão – Inductância no Encapsulamento do Módulo = 35nH - 18nH = 17nH
Forma de Onda ao Ligar (Módulo IGBT Duplo 100A, 600V)
115
Controle de Tensão de Transiente
Para a maioria das aplicações usando Módulos de 2 ou 6 IGBTs o snubber tipo A é suficiente. Se o snubber tipo A oscilar com o barramento CC e a indutância não puder ser reduzida o snubber B pode ser usado. O snubber C é as vezes usado com módulos IGBT simples e grandes. O snubber D pode ser usado em aplicações de baixa frequência para controlar as oscilações ou para reduzir ruído EMI/RFI.
Circuitos de Snubber de IGBT Comuns
116
Circuitos Snubber para Módulos Duplos, de 6 e de 7
Muitos fornecedores de capacitores fazem capacitores projetados para montagem direta nos terminais do módulo IGBT.
A Módulo IGBT Duplo
B Módulo IGBT de 6
117
C1
C2E
1
E2
BG2A
BG2B
BG2C15V
+
Control
Powerex NF, NFH or A
Series Dual IGBT module
Note: The gate of the unused
half of the module must be
shorted to the upper emitter E1
Powerex gate driver board:
Only the G2-E2 half of this dual
driver board needs to be populated.
G1
E1
G2
E2
12-
18V
Load
Snubber capacitor. Use at least
1uF per 100A of switched current.
Must Have extremely low loop
inductance (heavy lines in circuit).
DC bus stiffening capacitor.
This is used to prevent
voltage surges caused by
wiring inductance from the
Main DC source. Typical
values may be from zero to
several thousand uF
depending on the wiring
length to the DC source
+
VDCMain power
supply
Apply short directly at the
module’s terminals when using
a dual module as a chopper
Use Laminated Bus for
connecting the main
capacitor bank to the
IGBT module
(Red Lines in drawing)
C1
C2E
1
E2
BG2A
BG2B
BG2C15V
+
Control
Powerex NF, NFH or A
Series Dual IGBT module
Note: The gate of the unused
half of the module must be
shorted to the upper emitter E1
Powerex gate driver board:
Only the G2-E2 half of this dual
driver board needs to be populated.
G1
E1
G2
E2
12-
18V
Load
Snubber capacitor. Use at least
1uF per 100A of switched current.
Must Have extremely low loop
inductance (heavy lines in circuit).
DC bus stiffening capacitor.
This is used to prevent
voltage surges caused by
wiring inductance from the
Main DC source. Typical
values may be from zero to
several thousand uF
depending on the wiring
length to the DC source
+
VDCMain power
supply
Apply short directly at the
module’s terminals when using
a dual module as a chopper
Use Laminated Bus for
connecting the main
capacitor bank to the
IGBT module
(Red Lines in drawing)
Usando um IGBT Duplo como Chopper (Aplicação CC)
118
Electrolytic
Capacitor
Electrolytic
Capacitor
Laminated Bus Bar ExampleGreen=Insulator, Gold=Conductor
IGBT Module
Top
View
Side
View
Cross
Section
Top Layer
(+) bus
Bottom Layer
(-) bus
+
-
IGBT Module
C2E1C1 E2
Snubber
Capacitor
Output bus
Snubber
Capacitor
Electrolytic
Capacitor
Electrolytic
Capacitor
Laminated Bus Bar ExampleGreen=Insulator, Gold=Conductor
IGBT Module
Top
View
Side
View
Cross
Section
Top Layer
(+) bus
Bottom Layer
(-) bus
+
-
IGBT Module
C2E1C1 E2
Snubber
Capacitor
Output bus
Snubber
Capacitor
Usando um IGBT Duplo como Chopper (Aplicação CC)
119
Resumo – Projeto de Circuito de Potência
• Baixa Indutância no Barramento CC é mais eficaz para controlar as tensões de transientes. Quanto mais corrente for chaveada tanto mais crítica é a indutância no barramento.
• Circuitos Snubber podem ser úteis para controlar
as tensões de transientes e as oscilações no circuito de potência.
120
COMPAREDELAY
tTRIP
GATEDRIVE
AND
E
C
G
E
H-SeriesIGBTModule
VTRIP
V+
RG
+
Shut-Down
D1
Input
n p +
n -
p +
n +
n -
121
Tecnologia: Chips e
Encapsulamentos
122
1a Ger 2a Ger. E series
3a Ger. H series
4a Ger. F series
5a Ger. NF series
Perdas de Potência em Aplicação de Inversor
1985 1990 1995 2000 2005
Per
das
de
Po
tên
cia
(W)
100W
1a Ger.
IGBT Perdas de condução
IGBT Perdas de desligamento
2a Ger. 3a Ger. 4a Ger. 5a Ger.
75W
50W
40W 33W
Historia da Tecnologia do Chip de IGBT
Condições Calculadas
Classificação = 75A, 600V
Corrente de Saída (Io) = 45A r.m.s.
Frequência portadora, fc = 15kHz
Fator de potência, φ = 0.8
Aplicação: Inversor Senoidal 3Φ
Tipo de Controle: PWM Convencional
IGBT Perdas de ligação
CSTBTTM
Year
6a Ger. IGBT
Tecnologia Imunidade Otimização da Padrão Fina Gate Trincheira CSTBT Wafer Ultra-delgada SiC Chave: ante Latch-up Camada Buffer 5um --> 3um 1um LPT CSTBT Otimizado
2010
Novo Dispositivo
26W
6a Ger.
123
Wafer PT Epitaxial - IGBT
Novo 600V, 1200V , 1700V LPT - CSTBT
Wafer NPT FZ IGBT
Material de wafer Região de deriva n-
Material de wafer região de deriva n-
material de camada de epi Região de deriva n-
camada buffer n
Buffer n+ Camada epi
p+
p+ substrato p+
coletor
emissor
gate
colector
emissor
gate
Camada de portadoras enterradas
IGBT: Comparação de Estrutura Vertical
NPT convencional precisa de um n- espesso para bloquear alta tensão. A camada n- espessa resulta em alta Vce(sat) e maiores perdas de comutação.
Projeto epitaxial dá uma camada n- muito fina necessária para baixa Vce(sat) embora material de wafer epitaxial é mais caro do que FZ.
Estrutura LPT wafer delgada inclui camada buffer difuso em material silício FZ de baixo custo para dar a melhor relação entre custo e desempenho.
124
(1) Perfil de Dopagem Otimizado Reduz o espalhamento de VGE(th)
(2) Densidade da Camada de Portadoras Melhora a SCSOA
(3) Padrão Fino Reduz a VCE(sat)
(4) Camada n- mais fina Reduz a VCE(sat) & Esw(off)
Conceitos Principais do Projeto do IGBT de 6ª Geração
125
IGBT 6a
Ger. IGBT 5a Ger.
Redução de 0.55V
@Eoff = 15mJ/pulso
Concorrência 4a Ger. (medida)
(@Tj = 125 C, IC = 150A)
IGBT 1200V 6a Geração Balanço entre VCE(sat) e ESW(off)
126
VGE
IGBT da 6a Geração IGBT da 5a Geração
VCE
IC
(@I C = 150A, Vcc = 600V, Tj = 125 C)
Eoff = 14.5mJ/pulso redução de 25%
Eoff = 19.4mJ/pulso
Forma de Onda ao Desligar: IGBT 1200V da 6a Geração Corrente de Cauda Reduzida
127
Ig(0.5A/div.)
Ic(50A/div.)
Tempo (400ns/div.)
Ig(0.5A/div.)
Ic(50A/div.)
Qg = 650nC/pulso Qg = 1130nC/pulso
(VGE -15V⇒+15V) (VGE -15V⇒+15V)
IGBT da 6a Geração IGBT da 5a Geração
Ig
QgPico de Ig é cerca a 40% e Qg é cerca a 60% do IGBT da 5ª ger.
Requerimentos de Potência do Controle de Gate
IGBT 1200V 6ª Geração Capacitância Miller Reduzida –> Baixa Carga de Gate
(@I C = 150A, Vcc = 600V, Tj = 125 C)
Tempo (400ns/div.)
128
(1) Emissor N Fino Baixa Vf
(2) Camada N- Espessa Menor Coeficiente de Temperatura Negativo
Projeto de Diodo Volante 1200V 6a Geração
Anodo
Diodo Volante Convencional
Catodo
Camada P Colector
Camada N-
Emissor N
Novo Diodo Volante Fino
Camada N-
Corte Transversal
129
Desempenho do Diodo Volante de 6ª Geração Vf a Err = 8mJ/Pulso Reduzida 0.4V
Vf (V) (@Tj = 125℃, IF = 150A)
0
2
4
6
16
18
20
1 1.5 2 2.5 3
8
10
12
14
E rr [
mJ/
pu
lso
]
Novo Diodo
Diodo Convencional
VF = 0.4V Melhor (@Err = 8mJ)
130
• Baixa Impedância Térmica Substrato cerâmico AlN Superior 130W/mK (Outros usam 35W/mK alumina)
• Subidas de Tensão Diminuidas Eletrodo moldado inserido corta a indutância em 60%
(indutância entre C1-E2 módulo 200A: Convencional = 58nH, Novo encapsulamento U = 17nH)
• EMI Conduzida Reduzida Substrato otimizado para menor capacitância de fuga. (Outros 0.260mm Al2O3 = 730pF Encapsulamento U com 0.635mm AlN = 250pF)
• Confiabilidade Melhorada Junções de soldagem dos eletrodos eliminadas, Processo de soldagem otimizado para junção dos chips, Fios de ligação de alta integridade
• Aquecimento de Eletrodo Reduzido Eletrodos pré-formados baixa resistência
• Mais Resistência contra Deformação por Flexão Cerâmica pequeno e placa base mais espessa. (Aumento de 50% em torque de montagem permitido)
Tecnologia de Encapsulamento de Alta Confiabilidade
Eletrodo do Terminal Principal Gel Si Capa Encapsulamento de Molde Inserido
Fios Al de conexão Placa Base Cu Chips de Potência Substrato AlN
Eletrodo do terminal Principal Gel Si Resina Epóxi Encapsulamento de Molde
Conexão de Soldadura Placa Base Cu Chips de Potência Substrato AlN
Módulo Convencional (Serie-H)
Novo Módulo
131
COMPAREDELAY
tTRIP
GATEDRIVE
AND
E
C
G
E
H-SeriesIGBTModule
VTRIP
V+
RG
+
Shut-Down
D1
Input
n p +
n -
p +
n +
n -
132
Encapsulamento “Padrão da Indústria” Perfil Delgado – 17mm Amplo Espectro Numa furação Termístor NTC Embutido Configuração de Terminais Fluxo-Transversal
Módulos IGBT com Novo Encapsulamento NX
133
Moldura Universal 122mm x 62mm x 17mm
Terminal para Parafuso Pino para
soldagem
Simples/Duplo/Chopper Encapsulamento de Seis/Sete
CIB (Conversor-Inversor-”Brake”
(Freio))
Moldura comum usada para muitas configurações Simplifica fabricação automatizada
Módulo IGBT Serie-NX Conceito do Encapsulamento
134
Encapsulamentos NX “Mestres”
NX-M 122 * 62 mm
NX-L 122 * 122 mm
135
Configuração de Fluxo Transversal
NX-L122 * 122 mm
NX-S74 * 62 mm
NX-M122 * 62 mm
12
2m
m×
62
mm
NX-L122 * 122 mm
NX-S74 * 62 mm
NX-M122 * 62 mm
12
2m
m×
62
mm
NX-L122 * 122 mm
NX-S74 * 62 mm
NX-M122 * 62 mm
12
2m
m×
62
mm
Barramento Laminado
Controle de Gate
U V W
Encapsulamento NX Projeto de Fluxo Transversal
Layout e Barramento CC Simplificados
Exemplo de Aplicação: Inversor 200A RMS Módulos IGBT Serie NX 6a Geração: CM450DX-24S
136
NX: Vantagem com Ciclos de Potência
137
Serie-NX – Vida Útil vs. Ciclos de Potência
Confiabilidade > 10x Vida Útil vs. a concorrência
138
Série NX - Melhorias na Placa Base
Depois dos módulos serem montados, a placa base de cobre é cortada em um perfil otimizado. Objetivo da Especificação de nivelamento: ±0µm ~ +100µm (Convexo)
139
Tj (Max) mais alta para a 6a geração Serie-NX
(1) Operação contínua deve ser limitada a 150°C
(2) Tj Máxima Absoluta é 175°C
(3) Tc(max) é 125°C
Observação: Oferece 25% mais potência com o mesmo projeto de dissipador para um dado módulo IGBT!
Observação: Considere o impacto da ciclagem térmica na vida útil!
140
Características do Novo MPD (Mega Power Dual)
• Placa base de Al de baixo peso
• Alta Durabilidade de Ciclos Térmicos com a Tecnologia de Ligação direta entre Al e Cerâmica.
• Configuração de Terminais em Fluxo Transversal como o MPD Anterior
• Termístor Embutido Opcional
141
Características do Encapsulamento do Novo MPD
G E
C
G E
C
Espectro
Termístor NTC 1700V 1800A
1200V 2500A Vermelho e azul são as conexões (+) e (-) do barramento CC. Verde é a saída de CA.
Baixa Indutância: O Novo MPD tem um barramento interno de múltiplas camadas que alcança 5.1nH entre os terminais P e N (C1 e E2). Isto é crítico para reduzir surtos de tensão.
310mm x 142.5mm
142
Tecnologia de Placa Base Segmentada
Vista por
baixo
Vista
Interna
Dissipador
Placa base
Placa Base
vão
Placa Base Segmentada
Segmentos da Placa Base
Dissipador
Sem vãos
• O MPD grande é constituído de cinco segmentos idênticos; • Tamanho dos segmentos melhor adaptado para produção em massa; • Segmentos individuais podem ser pré-testados com máxima potência para aumentar o
aproveitamento do processo produtivo. • Segmentos individuais ajustam-se melhor às deformações de dissipadores maiores.
143
Nova Ligação Direta entre Cerâmica e Placa Base de Al Espessa • Durabilidade de ciclagem térmica aumentada em 3X comparado com cobre soldado
a AlN DBC; • Peso do módulo reduzido em 30% comparado com cobre; • Camada de solda entre cerâmica e placa base eliminada.
Chip IGBT
Padrão de Cobre Substrato
Soldadura
Pasta
Placa Base Cobre
Padrão de Cobre
Aleta Al
Solda
Estrutura Convencional
Chip IGBT Solda
Padrão Al Substrato
Placa Base Al
Pasta
Aleta Al
Nova Estrutura
Rachadura
Camada de solda eliminada aqui
Eliminação da camada de
solda compensa a mudança
de Cobre para Al na placa
base.
144
Resumo de Tecnologia: Chips e Encapsulamentos
• Um chip IGBT “estado-da arte” hoje tem duas características principais:
(1) Wafer Fino com Estrutura Vertical LPT (2) Estrutura de Superfície Gate Trincheira
• Cerâmica AlN (Nitrito de alumínio) fornece desempenho térmico superior comparada com Al2O3 (Alumina)
• IGBTs de 6ª Geração destacam-se por menores perdas, redução em potência requerida para controle de Gate e temperaturas até Tj = 175 C.
• Novo encapsulamento NX delgado permite um amplo espectro de classificações numa mesma furação e uma configuração de fluxo transversal
• Novo MPD disponível com classificações de 2500A/1200V e 1800A/1700V.
145
COMPAREDELAY
tTRIP
GATEDRIVE
AND
E
C
G
E
H-SeriesIGBTModule
VTRIP
V+
RG
+
Shut-Down
D1
Input
n p +
n -
p +
n +
n -
146
Espectro de Produtos IGBT da Powerex
147
Famílias de Produtos Principais Serie-A (Serie de Alta Densidade de Corrente)
• Melhor desempenho vs. Dispositivos I80 Europeus. • Menores, Encapsulamentos Otimizados por custo
Serie-NF (Aplicações Industriais de Alto Desempenho até 10kHz)
• Compatível com 3a Geração (Serie-H) • Desempenho Líder da Industria • Novo Encapsulamento Mega-Dual
Encapsulamento-NX • Nova Plataforma com Encapsulamento Flexível Universal • Termistor Embutido • Desempenho Líder da Industria
Serie-NFH (Alta Frequência ~15kHz-60kHz)
• Baixa Eoff
• Encapsulamento-U Baixa Indutância
Módulos HVIGBT (Aplicações Industriais de Alta Potência)
• Encapsulamentos Padrões Industriais • Correntes Nominais até 3600A • Tensões Máximas até 6500V
Módulos IGBT - Powerex
148
Espectro da Série-A (Série de Alta Densidade de Corrente)
75 100 150 200 300 400 500/600 600
Sin
gle CM400HA-
24A
CM600HA-
24A
CM600HB-
24A
Duplo CM100DY-
24A
CM150DY-
24A
CM200DY-
24A
CM300DY-
24A
CM400DY-
24A
CM600DY-
24A
Sin
gle CM500HA-
34A
Duplo CM75DY-
34A
CM100DY-
34A
CM150DY-
34A
CM200DY-
34A
CM300DY-
34A
CM400DU-
34A
Corrente Nominal (A)
Vce (V)
12
00
17
00
110×80 108×62 94×4
8
110×80 108×62 140×130
• Melhor Desempenho vs. Dispositivos Europeus Classificados com Tc = 80 C • Menores, Encapsulamentos Otimizados por Custo
149
Corrente Nominal
100 150 200 300 400 600 900 1000 1400
60
0 CM150DY-
12NF
CM200DY-
12NF
CM300DY-
12NF
CM400DY-
12NF
CM600DY-
12NF
12
00 CM100DY-
24NF
CM150DY-
24NF
CM200DY-
24NF
CM300DY-
24NF
CM400DY-
24NF
CM600DY-
24NF
CM900DU-
24NF
CM1400DU-
24NF
17
00 CM1000DU-
34NF
Serie-NF
Vce (V)
Mó
du
los D
up
los
94×48 110×80
140×130
150×166
Mega-Dual
108×62
Espectro da Série-NF (Aplicações Industriais de Alto Desempenho ~10kHz)
• Compatível com a 3a Geração (Series-H) • Desempenho Líder da Industria
• Mais Alta Confiabilidade • Novo Encapsulamento
“Mega-Dual”
150
Encapsulamento ->
NX-M NX-L
Corrente (A)
CIB 6-Pack 7-Pack Duplo Duplo
35
50
75
100
150
200
300
400/450
600
1000
Espectro de Módulos IGBT no Encapsulamento NX
600V Serie-A 1200V 6a Geração Serie-S
1700V 6a Geração* * Em Desenvolvimento
151
Espectro de HVIGBT Padrão Industrial – Robusto, Alta Confiabilidade, Encapsulamento Testado em Campo
Código do Encapsulamento: HB/DB = Base de Cobre HC/DC = Base de AlSiC HG = Tipo Alta Isolação Sufixo: H = Convencional N = CSTBT
200 400 600 800 900 1200 1800 2400
1700 CM800HA-34H CM1200HA-34H CM1800HC-34N CM2400HC-34N
2500 CM800HB-50H CM1200HC-50H
3300 CM400HG-66H CM800HB-66H
CM1200HC-66H
CM1200HG-66H
4500 CM400HB-90H CM600HB-90H CM900HB-90H
6500 CM200HG-130H CM400HG-130H CM600HG-130H
1700 CM600DY-34H CM800DZ-34H CM900DC-34N
CM1200DB-34N
CM1200DC-34N
2500 CM400DY-50H
3300 CM400DY-66H
1700 CM600E2Y-34H CM1200E4C-34N
3300 CM800E2C-66H
6500 CM400E4G-130H
CH
OP
PE
R
73mm x 140mmTamanho da
Placa Base130mm x 140mm 190mm x 140mm
Ic (A)
Vce
(V
)
SIN
GLE
DU
PLO
152
Módulos CSTBT de Alta Frequência
Por que fazer um dispositivo mais rápido?
• IGBTs de Padrão Industrial são otimizados para inversores PWM de comutação forçada com frequências portadoras de pouco menos de 15kHz
(Baixa VCE(sat) é o enfoque principal)
• Algumas aplicações tais como fontes de alimentação e aquecimento indutivo requerem frequências de operação mais altas (30kHz a 60kHz).
(Baixa ESW(off) é mais importante)
153
Escolha entre Eoff e VCE(sat) Módulo 1200V, 200A (Tj = 125 C)
0
5
10
15
20
25
30
1.6 2.6 3.6 4.6 5.6 Vce(sat
E O
FF ( m
J )
New “ NFM ” series
High Frequency 5 th Generation CM200DU - 24NFH
Standard 5 th Generation Module CM200DY - 24NF
0
5
10
15
20
25
30
New “ NFM ” series
High Frequency 5 th Generation Module CM200DU - 24 NFH
Standard 5 th Generation Module CM200DY - 24 NF
0
5
10
15
20
25
30
1.6 2.6 3.6 4.6 5.6 Vce(sat)
E O
FF ( m
J )
New “ NFM ” series
High Frequency 5 th Generation CM200DU - 24NFH
Standard 5 th Generation Module CM200DY - 24NF
0
5
10
15
20
25
30
Módulo Alta Freqüência 5a Geração CM200DU - 24 NFH
Módulo Padrão 5a Geração
CM200DY - 24 NF
154
100A 150A 200A 300A 400A 600A
600V 2 in 1 CM100DUS-
12F
CM150DUS-
12F
CM200DU
-12NFH
CM300DU
-12NFH
CM400DU
-12NFH
CM600DU
-12NFH
1200V 2 in 1 CM100DU
-24NFH
CM150DU
-24NFH
CM200DU
-24NFH
CM300DU
-24NFH
CM400DU
-24NFH
CM600DU
-24NFH
Espectro de Módulos Série-NFH CSTBT de Alta Frequência
108mm x 62mm 94mm x 48mm 110mm x 80mm
155
a. Resonant Switching with Hard Turn-Off b. Resonant Switching with Hard Turn-Ona. Resonant Switching with Hard Turn-Off b. Resonant Switching with Hard Turn-On
Comparação entre CSTBT de Alta Frequência sob Chaveamento Ressonante
156
Família DIPIPM Família IPM Serie L/L1
IPMs 600V para aplicações 230VCA: Corrente Nominal (A)
3 8 10 15 20 30 50 75 100 150 200 300 400 600
DIPIPMs IPM Serie-L/L1
IPMs 1200V para Aplicações 460VCA: Corrente Nominal (A)
5 10 15 25 35 50 75 100 150 200 300 400
DIPIPM IPM Serie-L/L1
IPMs (Intelligent Power Modules) Confiabilidade Ímpar!
157
Atualização de Tecnologia do DIPIPM:
• Moldura de baixo custo com superficie isolada para montar o dissipador – ideal para produção em massa. (Conceito Original da Mitsubishi apresentado em 1998)
• IGBT com baixas perdas e um diodo volante super suave. (Tecnologia 5a geração da Mitsubishi)
• HVIC (High Voltage Integrated Circuit) para cambio-nível e controle de gate (Projetos originais da Mitsubishi)
600V HVIC using conventional
level shifting structure
New HVIC with 1200V level shift
using divided RESURF structure
High Voltage
Floating
Circuits
High Voltage
Level
Shifters
600V HVIC using conventional
level shifting structure
New HVIC with 1200V level shift
using divided RESURF structure
High Voltage
Floating
Circuits
High Voltage
Level
Shifters
Encapsulamento de Molde
Marco de Terminais
HVIC nu
Chip IGBT
Chip Diodo de Recuperação Ultrarrápida
Mold
resin
IGBT
Insulated thermal radiating sheet
(Cu foil + insulated resin)
ICFWDiAl Wire
Cu Frame
Au Wire
Gen. 4 Super Mini DIP-IPM
Mold
resin
IGBT
Insulated thermal radiating sheet
(Cu foil + insulated resin)
ICFWDiAl Wire
Cu Frame
Au Wire
Mold
resin
IGBT
Insulated thermal radiating sheet
(Cu foil + insulated resin)
ICFWDiAl Wire
Cu Frame
Au Wire
Gen. 4 Super Mini DIP-IPMNovo: Tecnologia de encapsulamento Geração 4 Folha de resina fina isoladora de baixa impedância resulta em muito melhor desempenho térmico comparado com gerações prévias.
158
DIPIPM: Circuito Típico de Aplicação
W
V
U
P
Gate
Drive
Input Signal Conditioning
LVIC +VCC
Fault Logic
UV Prot.
Over
Curr
ent
Pro
tectio
n
Gate
Drive
UV
Pro
t.
Level S
hift
Input
Conditio
n
HV
IC
+VCC
Gate
Drive
UV
Pro
t.
Level S
hift
Input
Conditio
n
HV
IC
+VCC
Gate
Drive
UV
Pro
t.
Level S
hift
Input
Conditio
n
HV
IC
+VCC
N
RSHUNT
Motor
+
AC Line
VN1
VNC
CIN
CFO
FO
WN
VN
UN
VUFS
VUFB
VP1
UP
VVFS
VVFB
VP1
VP
VWFS
VWFB
VP1
WP
+
+
+
+15V
+
RSF CSF
+3.3 to +5V
Co
ntr
olle
r
DIP-IPM
• Opera com uma fonte só (Com a Técnica Boot-Strap)
• Conexão Direta do Controle aos Seis Sinais de Nível de Lógica.
• Compatível com Controle de 3.3V ou 5V.
• Proteção de Sobre Corrente (Com Resistor Shunt Externo). Emissores abertos no lado inferior disponíveis como opção para a maioria dos tipos.
• Bloqueio de Baixa Tensão para Todos Seis Elementos.
• Retroalimentação do sinal de erro.
• Configuração do Circuito Simplificado (Parasitas de Circuitos Críticos controlados dentro do Módulo)
• Poucos Componentes Externos
159
Gama de Produtos DIPIPM Versão 4
Encapsu
-lamento
IGBT
tensão
máxima
Corrente Nominal / Pico
Corrente de Saída – Aplicação Inversor (A RMS / fase)
Tsink=80C, Tj=125C, Ipico ≤ 1.7*Ic, fo=60Hz, PF=0.8 Vcc=300V (módulo 600V) 600V (módulo 1200V)
Código
VCES IC/ICP Fsw=5kHz Fsw=15kHz
Super
Mini-DIP
600V 3A/6A 3.6 3.6 PS21961-4
600V 5A/10A 6.0 6.0 PS21962-4
600V 8A/16A 9.6 7.4 PS21963-4E
600V 10A/20A 11.2 8.1 PS21963-4
600V 15A/30A 14.0 9.6 PS21964-4
600V 20A/40A 16.2 11.0 PS21965-4
600V 30A/60A 23.2 16.5 PS21997-4
Mini-DIP 600V 20A/40A 24.0 17.8 PS21765
600V 30A/60A 31.3 22.1 PS21767
DIP
600V 50A / 100A 44.4 30.0 PS21A79
600V 75A / 150A 54.0 36.1 PS21A7A
1200V 5A / 16A 6.0 6.0 PS22A72
1200V 10A / 20A 12.0 9.7 PS22A73
1200V 15A / 30A 18.0 13.1 PS22A74
1200V 25A / 50A 30.0 19.3 PS22A76
1200V 35A / 70A 39.0 25.8 PS22A78E
DIP
79mmX31mmX8mm
Mini DIP
52.5mmX31mmX5.6mm
Super Mini DIP
38mm
X24mmX3.5mm
160
Intelligent Power Modules (IPM) para Aplicações Industriais Gerais
Serie-L1 NOVO: Serie-V1
Custom LV-ASIC provides gate drive and
protection
50A-300A@600V, 25A-150A@1200V 400A-600A@600V, 200A-450A@1200V
IPMs fornecem melhor confiabilidade e menor tempo para comercializar seu produto!
Chip de Potência com Sensor
de corrente e de temperatura
Catodo
Anodo
Gate Sensor de corrente
Emissor
Diodos para
medição de
Temperatura
161
Características dos IPMs Serie-L1/V1
IGBTs CSTBT 5a Geração e diodos volantes otimizados para serem súper suaves.
Controle de Gate Fonte de Corrente Otimizada
para baixas perdas e menor EMI
Métodos de Proteção Curto-Circuito Por emissor de corrente espelho
Sobre temperatura por sensor de temperatura
embutido
Bloqueio de Baixa Tensão
Retroalimentação do sinal de erro.
Componentes que o Usuário Fornece para a Interface:
Optoacopladores rápidos para o sinal de controle
Optoacopladores lentos para retroalimentação do sinal de erro
15V CC Isolado para fontes de alimentação de controle
162
Gama dos IPMs Serie-L/L1
C
B
A
120mm x 55mm
131mm x 67mm
135mm x 110mm
D
150mm x 172mm
(*) Opção de Encapsulamento: A=Parafuso, B=Pino para Soldagem
(#) Opção de Circuito: R=Inversor + Freio , C=Inversor
Exemplo: PM75RLB120 é um inversor + freio de 75A, 1200V num encapsulamento com terminais para soldagem
* Tj 125C e IPICO 1.7* INOMINAL são selecionadas para manter as margens recomendadas
Os limites verdadeiros são: Tj 150C, I Pico Trip
* Tj ≤
PM450CLA120 120 240 450A/900A
PM300CLA120 100 194 300A/600A
PM200CLA120 86 160 200A/400A
D
PM150(#)LA120 60 125 150A/300A
PM100(#)LA120 57 108 100A/200A C
PM75(#)L(*)120 37 72 75A/150A
PM50(#)L(*)120 35 60 50A/100A
PM25(#)L(*)120 18 30 25A/50A
A or B
PM600CLA060 225 320 600A/1200A
PM450CLA060 180 260 450A/900A D
PM300(#)LA060 138 220 300A/600A
PM200(#)LA060 125 190 200A/400A C
PM150(#)L(*)060 83 128 150A/300A
PM100(#)L(*)060 70 100 100A/200A
PM75(#)L(*)060 64 90 75A/150A
PM50(#)L(*)060 34 50 50A/100A
A or B
fsw =15kHz fsw =5kHz I C /Trip
Inversor Sinoidal Corrente de Saída* (A RMS)
Tsink 80C, Tj 125C, I Pico 1.7* I Nom .
PF=0.8, V CC = 0.5*V CES
Nom./ Trip de Sobre
Corrente
Encapsul-
amento
PM450CLA120 120 240 450A/900A
PM300CLA120 100 194 300A/600A
PM200CLA120 86 160 200A/400A
D
PM150(#)L1A120 60 125 150A/300A
PM100(#)L1A120 57 108 100A/200A C
PM75(#)L1(*)120 37 72 75A/150A
PM50(#)L1(*)120 35 60 50A/100A
PM25(#)L1(*)120 18 30 25A/50A
A ou B
PM600CLA060 225 320 600A/1200A
PM450CLA060 180 260 450A/900A D
PM300(#)L1A060 138 220 300A/600A
PM200(#)L1A060 125 190 200A/400A C
PM150(#)L1(*)060 83 128 150A/300A
PM100(#)L1(*)060 70 100 100A/200A
PM75(#)L1(*)060 64 90 75A/150A
PM50(#)L1(*)060 34 50 50A/100A
A ou B
IPM Serie L1 600V para Inversores 240VCA
fsw fsw I C
Código Tsink 80C, Tj 125C, I 1.7* I Nom .
PF=0.8, V
Corrente Nominal
≤
≤ ≤
≤ ≤ ≤
IPM Serie L1 600V para Inversores 460VCA
163
Tensão Corrente Código Tamanho
600 400 PM400DV1A060 120x70mm
600 600 PM600DV1A060 120x70mm
1200 200 PM200DV1A120 120x70mm
1200 300 PM300DV1A120 120x70mm
1200 450 PM450DV1A120 120x70mm
600 900 PM900DV1B060 120x90mm
1200 600 PM600DV1B0120 120x90mm
IPMs Série-V1
120x70mm
120x90mm
164
BP7B:
VLA106-24154 VLA106-24151
Conversores Isolados DC/DC para a Fonte de Controle
COM
Conector para o IPM Serie-L1
J2
FO
WN
VN
UN
BR
VWP1
WP
WFO
VWPC
VN1
VNC
VVP1
VP
VFO
VVPC
VUP1
UP
UFO
VUPC
+
C1
+
C2
+
C3
+
C4
+V
J3
J1
R4
VLA106-24154/VLA106-24151 1 2 3 11 10 8 9 16 17
1
2
3
8
11
10
9 VLA
10
6-24
151
1
2
3
8
11
10
9
1
2
3
8
11
10
9
+
LED5
C5
IC12
IC5
IC4
IC3
+VL WN VN UN BR WP VP UP FO GND
R3
VLA
60
6-0
1R
R2 IC1
IC2
IC6
R1
LED4
LED3
LED2
LED1
VLA
10
6-24
151
VLA
10
6-24
151
VLA606-01R
Placa de Desenvolvimento Para o circuito de interface Dos IPMs Serie L1 Típos: 600V 50A-300A 1200V 25A-150A
Interface opto-isolada para os IPMs Serie-L1
165
Projetado para os IPMs Serie-L Encapsulamento D 450A a 600A, 600V 200A a 450A, 1200V
VLA106-24151
Conversor CC/CC Isolado para a Fonte de Controle do IPM
CN1
+VL WN VN UN WP VP UPFO GND
R7
C7
CN3
D2
C2R2
IC2
IC8
+
VUP1
UP
UPFO
VUPC
C9
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
+
VUN1
UN
UNFO
VUNC
C10
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
D1
C1R1
IC1
IC7
R8
CN4
D4
C4R4
IC4
IC10
R10
+
VVP1
VP
VPFO
VVPC
C11
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
+
VVN1
VN
VNFO
VVNC
C12
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
D3
C3R3
IC3
IC9
R11 R9
CN5
D6
C6R6
IC6
IC12
R12
+
VWP1
WP
WPFO
VWPC
C13
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
+
VWN1
WN
WNFO
VWNC
C14
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
D5
C5R5
IC5
IC11
R13
+
+C8
+V C
R14 D7
CN2
IC13
IC14
IC15
IC16
IC17
IC18
CN1
+VL WN VN UN WP VP UPFO GND
R7
C7
CN3
D2
C2R2
IC2
IC8
+
VUP1
UP
UPFO
VUPC
C9
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
+
VUN1
UN
UNFO
VUNC
C10
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
D1
C1R1
IC1
IC7
R8
CN4
D4
C4R4
IC4
IC10
R10
+
VVP1
VP
VPFO
VVPC
C11
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
+
VVN1
VN
VNFO
VVNC
C12
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
D3
C3R3
IC3
IC9
R11 R9
CN5
D6
C6R6
IC6
IC12
R12
+
VWP1
WP
WPFO
VWPC
C13
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
+
VWN1
WN
WNFO
VWNC
C14
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
1 2 3 8 11109
VLA106-24151
D5
C5R5
IC5
IC11
R13
+
+C8
+V C
R14 D7
CN2
IC13
IC14
IC15
IC16
IC17
IC18
Esquemático do Circuito BP6A BP6A:
Placa de Desenvolvimento para o Circuito de Interface para os IPMs Serie-L1
166
COMPAREDELAY
tTRIP
GATEDRIVE
AND
E
C
G
E
H-SeriesIGBTModule
VTRIP
V+
RG
+
Shut-Down
D1
Input
n p +
n -
p +
n +
n -