Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas UHF
sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Ing. Wilson Javier Hidalgo Bucheli
Universidad Nacional de Colombia
Facultad de Ingeniería, Departamento de Sistemas e Industrial
Bogotá D.C., Colombia
2017
Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas UHF
sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Ing. Wilson Javier Hidalgo Bucheli
Tesis presentada como requisito parcial para optar al título de:
Magister en Ingeniería – Telecomunicaciones
Director:
José Félix Vega Stavro Ph.D.
Línea de Investigación:
Redes y sistemas de telecomunicaciones
Grupo de Investigación:
EMC – Electromagnetic Compatibility
Universidad Nacional de Colombia
Facultad de Ingeniería, Departamento de Sistemas e Industrial
Bogotá D.C., Colombia
2017
Nunca consideres el estudio como una
obligación, sino como la oportunidad para
penetrar en el bello y maravilloso mundo del
saber.
Albert Einstein
Agradecimientos
Mis agradecimientos van dirigidos especialmente a Dios, quien me permitió no desistir en
la culminación de este proyecto de vida, y me dio la fuerza necesaria para levantarme en
cada uno de los tropiezos que tuve en este proceso. De igual manera, agradezco a mis
padres, José Félix Hidalgo Montealegre y Stella del Socorro Bucheli David, a mis
hermanos, William Fernando Hidalgo Bucheli y Mario Andrés Hidalgo Bucheli, quienes
siempre estuvieron apoyándome incondicionalmente en el desarrollo de mis estudios, y
que con su entrega total, me enseñaron a perseverar más allá de las circunstancias, a mi
abuela, Angelina David, quien con sus palabras, oraciones y consejos, hizo de mí una
persona fuerte y sensata. Por último, agradezco a mi profesor y tutor de este desarrollo,
al doctor José Félix Vega Stavro, quien dedicó el tiempo suficiente a mi preparación y
supo asesorarme y enseñarme el camino que debía recorrer para alcanzar mis metas.
Resumen y Abstract IX
Resumen
Dos antenas fueron diseñadas en el presente proyecto de investigación, empleando la
técnica de miniaturización por antena línea de meandro (MLA) y los conceptos de antena
eléctricamente pequeña. Las dimensiones físicas de las antenas construidas fueron 99.6
mm, 10 mm y 0.8 mm de largo, alto y ancho, respectivamente, para las cuales se
obtuvieron valores de ganancia de 1.76 dB, ancho de banda de 57.5 MHz, he
impedancia de 38.64 + j1.7 Ω. Las propiedades dieléctricas del tereftalato de polietileno
(PET) con y de láminas de acetato con se determinaron a partir de un
resonador en T. El parámetro de ganancia directa (S21) fue obtenido a través de un
analizador de redes vectoriales (VNA) en un rango de frecuencias de análisis de 0 a 1.8
GHz. Los parámetros electromagnéticos aquí evaluados permiten evidenciar
características sobresalientes en las antenas diseñadas para tags RFID pasivas, lo cual
podría contribuir en el desarrollo de aplicaciones para sistemas de transporte inteligente.
Palabras clave: Antena eléctricamente pequeña, Ancho de banda, Impedancia,
Antena línea de meandro, Ganancia, Permitividad relativa, Frecuencia de
resonancia.
X Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Abstract
Two antennas were designed in the present research project, using the miniaturization
technique by meander line antenna (MLA) and the concepts of electrically small antenna.
The physical dimensions of the antennas built were 99.6 mm, 10 mm and 0.8 mm of long,
high and wide, respectively. Gain value of 1.76 dB, bandwidth of 57.5 MHz and
impedance of 38.64 + j1.7 Ω were obtained for both antennas. The dielectric properties of
polyethylene terephthalate (PET) with and the acetate sheets with were
determined from a T-resonator. The direct gain parameter (S21) was obtained by using a
Vector Network Analyzer (VNA) in a range of frequencies from 0 to 1.8 GHz. The
electromagnetic parameters assessed here led to outstanding features in the antennas
designed for passive RFID tags, which could contribute in the development of future
applications for intelligent-transport systems.
Keywords: Electrically Small Antenna, Bandwidth, Impedance, Meander Line
Antenna, Gain, Relative permittivity, Resonant frequency.
Contenido XI
Contenido
Pág.
Resumen ..............................................................................................................................IX
Lista de figuras ................................................................................................................ XIII
Lista de tablas ................................................................................................................. XVII
Lista de Símbolos y abreviaturas ................................................................................ XVIII
Introducción ......................................................................................................................... 1
1. Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. ........... 5 1.1 Antenas eléctricamente pequeñas ...................................................................... 6
1.1.1 Radiansphere ........................................................................................... 7 1.1.2 Radianlength ............................................................................................. 8 1.1.3 Factor de potencia de radiación (RFP) .................................................... 9
1.2 Técnicas de miniaturización de antenas ........................................................... 18 1.2.1 Miniaturización por cargas concentradas .............................................. 19 1.2.2 Miniaturización por slots o ranuras en el parche ................................... 21 1.2.3 Miniaturización por la forma geométrica del elemento radiante ............ 24 1.2.4 Miniaturización por el material del sustrato ........................................... 26 1.2.5 Miniaturización por uso de metamateriales ........................................... 27 1.2.6 Miniaturización de la antena por línea de meandro (MLA) .................... 31
2. Caracterización de las propiedades dieléctricas de un sustrato ......................... 43 2.1 Parámetros básicos de los materiales .............................................................. 44 2.2 Métodos de medición de dieléctricos ................................................................ 46
2.2.1 Método de impedancia localizada .......................................................... 46 2.2.2 Método de ondas .................................................................................... 48
2.3 Proceso de caracterización de FR4, PET y lámina de acetato. ....................... 50
3. Diseño y simulación de una MLA ............................................................................. 59 3.1 Simulación de los diseños realizados para una MLA ....................................... 63
3.1.1 Resultados obtenidos para el primer diseño ......................................... 63 3.1.2 Resultados obtenidos para el segundo diseño ...................................... 66 3.1.3 Resultados obtenidos para el tercer diseño .......................................... 69 3.1.4 Resultados obtenidos para el cuarto diseño .......................................... 71 3.1.5 Resultados obtenidos para el quinto diseño .......................................... 74 3.1.6 Resultados obtenidos del diseño de una MLA con sustrato PET ......... 76 3.1.7 Resultados obtenidos del diseño de una MLA con láminas de acetato como sustrato ........................................................................................................ 79
XII Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
3.2 Variación de las dimensiones de los monopolos de las antenas. .................... 84
4. Conclusiones y recomendaciones ........................................................................... 87 4.1 Conclusiones ..................................................................................................... 87 4.2 Recomendaciones ............................................................................................. 88
5. Bibliografía .................................................................................................................. 89
Contenido XIII
Lista de figuras
Pág. Figura 1-1: Antena capacitiva e inductiva diseñadas por Wheeler [2].......................... 7
Figura 1-2: Circuito de acoplamiento entre un generador y una antena a través de un
sintonizador [2]. ..................................................................................................................... 8
Figura 1-3: Representación de una bobina esférica con núcleo magnético [12]. ...... 11
Figura 1-4: Criterio de definición de una antena eléctricamente pequeña [4]. ........... 13
Figura 1-5: Diagrama de la antena omnidireccional determinada por Chu [3]. .......... 14
Figura 1-6: Representación de una red equivalente de circuitos de una antena
omnidireccional determinada por Chu [3]. ......................................................................... 14
Figura 1-7: Circuito equivalente de modos TM para ondas esféricas [5]. .................. 15
Figura 1-8: Circuito equivalente de una antena dipolo [3]. ......................................... 16
Figura 1-9: Reducción del tamaño de una antena a través de cargas inductivas en el
plano de tierra [25]. ............................................................................................................. 20
Figura 1-10: Antena dipolo con una serie de cargas inductivas [26]. ........................... 21
Figura 1-11: Diferentes ranuras geométricas aplicadas a antenas tipo parche [21]. ... 22
Figura 1-12: Geometría de la antena tipo parche miniaturizada para sistemas RFID
[32]. ................................................................................................................... 23
Figura 1-13: Antena tipo parche miniaturizada a través del uso de una ranura diagonal
en el parche [36]. ................................................................................................................ 23
Figura 1-14: Antena miniaturizada basada en el espiral de Arquímedes [38].............. 25
Figura 1-15: Curvas fractales, a) Gosper; b) Koch; c) Caja Fractal; d) Sierpinski; e)
Minkowski [21]. ................................................................................................................... 25
Figura 1-16: Antena tipo parche con subestructuras metálicas en forma de espiral [21].
................................................................................................................... 27
Figura 1-17: Sistema de coordenadas para materiales dieléctricos según el signo de r
y µr [50]. ................................................................................................................... 28
Figura 1-18: Propagación de las ondas electromagnéticas para dieléctricos DPS y
RHM [50]. ................................................................................................................... 29
Figura 1-19: Propagación de las ondas electromagnéticas para dieléctricos LHM [51]. .
................................................................................................................... 29
Figura 1-20: Estructuras utilizadas comúnmente en materiales DNG, (a) SRR, (b)
Espiral cuadrada, (c) Fractal de Hilbert 2do orden, (d) Fractal de Hilbert 3er orden [21]. ... 30
Figura 1-21: Superficies de un material magnético conductor artificial [56]. ................ 31
Figura 1-22: Representación de las impedancias en una MLA [24]. ............................ 32
Figura 1-23: Representación de los parámetros físicos de una MLA [23,58]. ............. 33
Figura 1-24: Proceso de diseño de una MLA a través de una matriz de puntos [23]. . 34
XIV Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 1-25: Diseño de una MLA con un parche cuadrado como carga parasita [63]. 35
Figura 1-26: Diseño de un tag RFID con uso de cargas capacitivas en los extremos
finales de la MLA [61]. ........................................................................................................ 35
Figura 1-27: Antena tipo texto a través de línea de meandro [65]. .............................. 36
Figura 1-28: Acoplamiento en T para una antena dipolo con su circuito eléctrico
equivalente [24]. .................................................................................................................. 37
Figura 1-29: Técnica de acoplamiento en T para una MLA [66]. ..................................... 39
Figura 1-30: Impedancia de entrada de una antena MLA con acoplamiento en T para los
diseños realizados en [66]. ................................................................................................. 39
Figura 1-31: Técnica de acoplamiento por bucle inductivo para una antena dipolo con su
respectivo circuito equivalente [24]. ................................................................................... 41
Figura 1-32: Parámetros físicos presentes en el bucle. ................................................... 42
Figura 2-1: Obtención de en un dieléctrico a través de una celda de admitancia [68].
................................................................................................................... 45
Figura 2-2: Circuito equivalente de la celda de admitancia [68]. ................................ 45
Figura 2-3: Circuito equivalente de la celda de admitancia en la caracterización del
PVB [70]. ................................................................................................................... 47
Figura 2-4: obtenida en la caracterización del PVB con variaciones en frecuencia
y temperatura [70]. .............................................................................................................. 48
Figura 2-5: Topología de un resonador en T [74]. ...................................................... 51
Figura 2-6: Parámetros físicos del resonador en T en tecnología de microcinta [74]. ..
................................................................................................................... 52
Figura 2-7: Resonador en T utilizado para la caracterización del sustrato FR4. ....... 53
Figura 2-8: Parámetro S21 graficado en MatLab para el sustrato FR4...................... 53
Figura 2-9: Resonador en T utilizado para la caracterización del material PET. ....... 56
Figura 2-10: Resonador en T utilizado para la caracterización de la lámina de acetato.
................................................................................................................... 56
Figura 2-11: Parámetro S21 graficado en MatLab para los materiales PET y lámina de
acetato. ................................................................................................................... 56
Figura 3-1: Primer diseño de una MLA con uso del software de simulación CST
Microwave Studio. ............................................................................................................... 64
Figura 3-2: Parámetro S del primer diseño simulado en CST Microwave Studio. ........... 65
Figura 3-3: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia del primer diseño
simulado en CST Microwave Studio. ................................................................................. 66
Figura 3-4: Segundo diseño de una MLA con uso del software de simulación CST
Microwave Studio. ............................................................................................................... 66
Figura 3-5: Parámetro S del segundo diseño simulado en CST Microwave Studio. ....... 67
Figura 3-6: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia del segundo diseño
simulado en CST Microwave Studio. ................................................................................. 68
Figura 3-7: Tercer diseño de una MLA con uso del software de simulación CST
Microwave Studio. ............................................................................................................... 69
Figura 3-8: Parámetro S del tercer diseño simulado en CST Microwave Studio. ............ 69
Contenido XV
Figura 3-9: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia del tercer diseño simulado
en CST Microwave Studio. ................................................................................................. 70
Figura 3-10: Cuarto diseño de una MLA con uso del software de simulación CST
Microwave Studio. ............................................................................................................... 71
Figura 3-11: Parámetro S del cuarto diseño simulado en CST Microwave Studio. ......... 72
Figura 3-12: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia del cuarto diseño
simulado en CST Microwave Studio. ................................................................................. 73
Figura 3-13: Quinto diseño de una MLA con uso del software de simulación CST
Microwave Studio. ............................................................................................................... 74
Figura 3-14: Parámetro S del quinto diseño simulado en CST Microwave Studio. ......... 74
Figura 3-15: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia del quinto diseño
simulado en CST Microwave Studio. ................................................................................. 75
Figura 3-16: Antena diseñada con sustrato PET en el software de simulación CST
Microwave Studio. ............................................................................................................... 76
Figura 3-17: Parámetro S del diseño con sustrato PET simulado en CST Microwave
Studio. ................................................................................................................................. 78
Figura 3-18: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia en el diseño con sustrato
PET simulado en CST Microwave Studio. ......................................................................... 78
Figura 3-19: Antena diseñada con lámina de acetato como sustrato en el software de
simulación CST Microwave Studio. .................................................................................... 80
Figura 3-20: Parámetro S del diseño realizado con láminas de acetato como sustrato de
la antena simulado en CST Microwave Studio. ................................................................. 81
Figura 3-21: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia en el diseño con láminas
de acetato como sustrato simulado en CST Microwave Studio. ....................................... 81
Figura 3-22: Parámetro S para cada variación realizada al tercer diseño de la MLA...... 85
XVI Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Contenido XVII
Lista de tablas
Pág. Tabla 2-1: Dimensiones para el resonador en T de un sustrato FR4. .......................... 52
Tabla 2-2: Dimensiones para el resonador en T de los materiales PET y lámina de
acetato. ....................................................................................................................... 55
Tabla 3-1: Parámetros físicos iniciales para el diseño de la antena. ................................ 63
Tabla 3-2: Longitud de los diferentes segmentos de la antena diseñada......................... 64
Tabla 3-3: Resultados de la simulación del primer diseño en CST Microwave Studio. ... 65
Tabla 3-4: Longitud de los diferentes segmentos de la antena diseñada......................... 67
Tabla 3-5: Resultados de la simulación del segundo diseño en CST Microwave Studio. 68
Tabla 3-6: Resultados de la simulación del tercer diseño en CST Microwave Studio. .... 70
Tabla 3-7: Longitud de los diferentes segmentos de la antena diseñada......................... 72
Tabla 3-8: Resultados de la simulación del cuarto diseño en CST Microwave Studio..... 73
Tabla 3-9: Resultados de la simulación del quinto diseño en CST Microwave Studio. .... 75
Tabla 3-10: Parámetros físicos para el diseño de la antena con polímeros. .................... 77
Tabla 3-11: Longitud de los diferentes segmentos de la antena diseñada. ..................... 77
Tabla 3-12: Resultados obtenidos de la simulación de la MLA con sustrato PET en CST
Microwave Studio. ............................................................................................................... 79
Tabla 3-13: Longitud de los diferentes segmentos de la antena diseñada. ..................... 80
Tabla 3-14: Resultados obtenidos de la simulación en CST Microwave Studio de la MLA
con láminas de acetato como sustrato. .............................................................................. 82
Tabla 3-15: Cuadro comparativo de los parámetros electromagnéticos obtenidos en los
diferentes diseños realizados. ............................................................................................ 83
Tabla 3-16: Cuadro comparativo entre los parámetros electromagnéticos obtenidos con
los polímeros y antenas diseñadas por otros autores. ...................................................... 83
Tabla 3-17: Resultados de la simulación de cada variación realizada a la antena en CST
Microwave Studio. ............................................................................................................... 84
Contenido XVIII
Lista de Símbolos y abreviaturas
Símbolos con letras griegas Símbolo Término
Tangente de perdida
Permitividad eléctrica
Permitividad relativa
Índice de refracción
Longitud de onda
Permeabilidad magnética
Permeabilidad relativa
Abreviaturas Abreviatura Término
A Área
a Radio de la radiansphere
AMC Artificial magnetic conductor
b Longuitud
BPG Photonic band gap
BW BandWidth
C Capacitancia
c Velocidad de la luz en el vacío
DNG Double negative
DPS Double positive
EBE Electromagnetic band gap
ENG Epsilon negative
EPC Electronic Product Code
Frecuencia
Frecuencia central de resonancia
Contenido XIX
Abreviatura Término
FBW Ancho de banda fraccional
G Conductancia
IFA Antena F – invertida
IFF Identification Friend or Foe
k Número de onda
Factor de forma
L Reactancia inductiva
l Radianlength
LF Low frequency
LHM Loft handed media
Inductancia del bucle [H]
M Inductancia mutua del trasformador
MHZ MegaHertz
MLA Antena linea de meandro
MM Metamateriales
MNG Miu negativo
n Número de giros de la bobina
NIM Negative index media
PET Tereffalato de polietileno
PMC Perfect magnetic conductor
Q Factor de calidad
R Resistencia de radiación
RF Radio Frecuencia
RFID Radio Frequency IDentification
RFP Factor de potencia de radiación
RHM Right handed media
SRR Split ring resonators
T Periodo
UHF Ultra high frequency
Radiancube
VNA Vector network analyzer
Radiansphere
Y Admitancia
XX Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Abreviatura Término
Impedancia antena
Impedancia del bucle
Introducción
Los sistemas de identificación por radio frecuencia o RFID por su siglas en inglés (Radio
Frequency IDentification) son los sistemas más utilizados en la actualidad para el control
e identificación de diferentes objetos o personas, lo cual, ha permitido el desarrollo de
múltiples investigaciones para mejorar su tecnología y aplicaciones.
Las primeras aplicaciones de RFID tienen un origen militar, concretamente las raíces de
la identificación por radio frecuencia se datan en la II guerra mundial, donde los
Británicos implementaron por primera vez un sistema que permitiera identificar a sus
aviones de combate. Este sistema consistía en incorporar a los aviones un transponder o
tag, los cuales, tenían un lector con un código IFF (Identification Friend or Foe), que les
permitió reconocer a los aviones aliados y enemigos presentes en el campo de batalla
[1].
A través de los años se han logrado diferentes mejoras y resultados a los sistemas RFID,
como su estructura y aplicaciones en la industria comercial, convirtiéndose en uno de los
primeros sistemas sustituto del código de barras presente para el año 2000, el cual, fue
impulsado por la compañía Auto-ID Center, quien focalizó todos los avances
investigativos determinados para el desarrollo de los sistemas RFID y lo implementó de
forma masiva en la cadena de suministros, tomando el nombre de EPC (Electronic
Product Code), el cual se caracterizó por tener un número único que se graba en el chip
contenido en el tag RFID y que identifica al producto que lo contenía, permitiendo hacer
un seguimiento de cada unidad física [1].
Este sistema, centra principalmente su atención a la comunicación inalámbrica (wireless)
existente entre una antena lectora (reader) y el tag RFID, siendo este último, el
dispositivo que presenta un mayor auge en desarrollos investigativos en cuanto a
métodos de fabricación, características de funcionamiento, tamaño, flexibilidad,
durabilidad, entre otras.
2 Introducción
El tag RFID, es un dispositivo que se conforma principalmente por tres componentes, que
son: el microchip, la antena y el sustrato.
El microchip o circuito integrado, es un dispositivo diseñado y fabricado para diversos
medios y propósitos, que presentan tecnología CMOS o EEPROM. Su característica
principal se fundamenta en la verificación de la información y almacenamiento temporal o
permanente de información relevante para la identificación dentro del sistema.
El sustrato, es el material que sirve como base para la fabricación del tag, el cual
contiene a la antena y al microchip. Este componente, representa la base principal del
funcionamiento de la antena, ya que permite la formación de campos electromagnéticos
alrededor de él (polarización del material) y contribuye en la irradiación de la antena.
La antena por su parte, representa el elemento central de funcionamiento del tag RFID.
Se encargada principalmente de recibir y transmitir la información en forma de campos
electromagnéticos proveniente del reader o el microchip, respectivamente. También
puede cumplir el papel de fuente de alimentación para tags RFID pasivos, transformando
las señales captadas en corriente eléctrica que pueda ser aprovechada por el microchip.
Debido al tamaño que presenta el tag, las antenas diseñadas deben catalogarse como
eléctricamente pequeñas.
El objetivo principal de este desarrollo, se basa en el diseño de una antena planar para
tags RFID pasivos que cumpla con el estándar ISO 18000-6C, y que pueda ser utilizada
para la aplicación en sistemas de transporte inteligente.
Para ello, se investiga inicialmente los desarrollos teóricos que rigen a las antenas
eléctricamente pequeñas, a través de los principios descritos por Wheeler [2] y Chu [3],
quienes son considerados los promotores de la teoría que rige a este tipo de antenas.
Sus investigaciones se basan en la relación que presenta una antena en sus
características físicas (dimensiones) e intrínsecas (parámetros de la antena).
Introducción 3
Wheeler [2], en sus investigaciones, establece las condiciones que debe presentar una
antena para ser considerada eléctricamente pequeña, como aquella antena que puede
ser limitada por una esfera imaginaria de radio , y establece por primera vez la relación
existente entre el ancho de banda de una antena eléctricamente pequeña, el factor de
calidad y la radiación Q.
Por su parte Chu [3], determina de forma teórica el límite inferior del factor de calidad Q
para antenas eléctricamente pequeñas, y establece la relación entre el factor de calidad y
la longitud de la antena; determinando que Q de una antena considerada eléctricamente
pequeña es inversamente proporcional al cubo del producto entre el radio de la esfera
que contiene a la antena ( ) y el número de onda en espacio libre ( ).
Los resultados de esta investigación se describen en el capítulo 1 de este documento,
por tratarse de los fundamentos más relevantes para este desarrollo, debido a que
proporciona los cimientos que presentara la antena a diseñar.
Dentro de este capítulo, también se referencian diferentes técnicas utilizadas para el
acoplamiento de impedancias entre el microchip y la antena y, el proceso de
miniaturización de una antena. El proceso de miniaturización, se enfoca principalmente a
antenas tipo parche y antenas dipolo, a través de la modificación del elemento radiante o
el sustrato. Se destacan antenas como fractales, con cargas concentradas y sustratos a
base de metamateriales, además de las antenas línea de meandro (MLA) utilizada
principalmente para la miniaturización de dipolos, y de gran interés para el diseño de la
antena a desarrollar en este trabajo.
El material que se determinará como sustrato de la antena, se escoge en base a los
requerimientos de aplicación descritos en el objetivo principal de este desarrollo. Para
ello, se determina a la familia de los polímeros flexibles como los materiales más
apropiados para el diseño a realizar.
En el capítulo 2 de este documento, se establece el proceso de caracterización de los
materiales seleccionados. Para este desarrollo corresponden el tereftalato de polietileno
(PET), láminas de acetato comerciables y, FR4 como sustrato de referencia. La técnica
utilizada para este proceso está basada en el uso de un resonador en T, que permite
4 Introducción
calcular las propiedades dieléctricas del material (permitividad relativa - y tangente de
pérdidas – ), a través de los resultados obtenidos por un analizador de redes
vectoriales (VNA).
Dentro del proceso de diseño de la antena, que se describe en el capito 3, se utiliza la
técnica de miniaturización por línea de meandro, tomando como punto de partida las
dimensiones físicas de un dipolo ⁄ sobre un sustrato FR4, con una y una
, para posteriormente realizar modificaciones al conductor de la antena y al
sustrato. Los parámetros de la antena, se condicionan de acuerdo a lo establecido en el
estándar ISO/IEC 18000 – 6C, el cual, determina las características de funcionamiento
de un sistema RFID en cuanto a rango de frecuencias permitido, ganancia, ancho de
banda, codificación de los datos, entre otros. Siendo de interés únicamente los
parámetros que competen a la antena.
Una vez alcanzada la frecuencia central de trabajo de la antena ( ), se
realiza el diseño sobre el sustrato PET ( y ) y la lámina de acetato
( y ). Los resultados de los parámetros obtenidos en estos nuevos
diseños, permiten identificar diferencias proporcionadas por la modificación de las
propiedades dieléctricas del sustrato utilizado para la antena, generando principios que
aportan claridad en el diseño y características buscadas en una antena que presentan
esta técnica de miniaturización.
Una de las principales limitaciones que se presenta en esta técnica, tiene que ver con la
poca información existente para el diseño y desarrollo de una MLA, que relacione su
estructura física con los parámetros necesitados. Es decir, la información encontrada
sobre este tipo de antenas, refieren siempre a las características presentes en la
impedancia de la antena, en su baja eficiencia, pero no se establece con claridad las
afectaciones que puede presentarse en la modificación del elemento radiante o del
sustrato utilizado.
Este desarrollo, pretende generar dos aportes, el primero de ellos, se enfoca
principalmente en el cumplimiento del objetivo que dio inicio a este proceso; el segundo,
a mostrar las variaciones obtenidas en los parámetros de la antena cuando a esta, se le
realiza modificaciones en el elemento radiante o el sustrato utilizado.
1. Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas.
El diseño de una antena para este tipo de dispositivos, como lo son los tags RFID, en
muchas ocasiones presentan interrogantes que van dirigidas esencialmente a su tamaño
y técnicas de diseño, encontrando confuso este proceso por la poca información
existente referida a un principio o modelo que permita generar las bases suficientes y
necesarias para su desarrollo. Generalmente, la información existente va dirigida a
pruebas y resultados de variaciones de una antena ya existente.
En este tipo de antenas, el tamaño o dimensiones físicas de la misma representa una de
las condiciones más importantes en su diseño, sin embargo, la reducción del tamaño
físico de una antena trae consigo diversas afectaciones en sus características que van
estrechamente relacionados con su alto factor de calidad (Q), que implica, en la
impedancia de la antena un alto componente reactivo1, un ancho de banda (BandWidth o
BW) reducido, y una baja eficiencia en la energía irradiada [4], factores que han sido
ampliamente estudiados y que han permitido obtener mejores resultados pero igualmente
condicionados.
En un tag RFID pasivo, la antena, no solo se encarga de la recepción y transmisión de la
información entre el tag y el reader del sistema RFID, también cumple con la función de
alimentar el chip. Esta, debe presentar un tamaño reducido conforme a lo estipulado
como antenas eléctricamente pequeñas (electrically small antennas), fundamentadas a
través de los principios teóricos descritos por Harold Wheeler [2] y Lan Jen Chu [3], los
1 La impedancia puede variar de acuerdo al tipo de antena diseñada, inductiva si la antena
presenta segmentos en forma de espiral y capacitiva si es de tipo dipolo/monopolo, o si presenta segmentos paralelos entre sí.
6 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
cuales permiten establecer las dimensiones físicas y características que puede presentar
una antena bajo estos parámetros de diseño.
1.1 Antenas eléctricamente pequeñas
Debido al crecimiento de la tecnología, los componentes de los dispositivos electrónicos
han sufrido una reducción de su tamaño, esencialmente, todos aquellos utilizados en
comunicación wireless. Las antenas en particular, han propiciado un desarrollo
considerable en la obtención de la mayor eficiencia con el menor tamaño posible,
logrando con ello, antenas que se adapten a las necesidades de la tecnología actual.
Las antenas eléctricamente pequeñas son ampliamente utilizadas en sistemas
inalámbricos de radiofrecuencia (RF) debido a restricciones de tamaño y a la necesidad
de portabilidad de equipos. Algunos dispositivos que utilizan este tipo de antenas son los
tags en sistemas RFID, los receptores de radio y televisión radiodifundida, los terminales
de telefonía móvil, entre otros.
De acuerdo con [5,6,7], las primeras investigaciones fueron realizadas por Wheeler y
Chu, donde estipularon las aproximaciones a los fundamentos teóricos de antenas
pequeñas; Sus diferentes estudios a este tipo de antenas les permitió determinar límites
fundamentales que rigen a las antenas eléctricamente pequeñas en la actualidad.
En relación con estos fundamentos, en [8], se establece la definición de una antena
eléctricamente pequeña como, un dispositivo que presenta una dimensión geométrica
reducida en comparación con la longitud de onda () del campo electromagnético radiado
por esta. Sin embargo, Wheeler fue el primero en referirse a las antenas pequeñas
definiendo que, “Se considera una antena pequeña aquella cuya dimensión máxima es
menor que un radianlength. Donde un radianlength equivale a ⁄ [2]”, siendo esta, la
primera introducción al desarrollo y estudio de este tipo de antenas.
Los desarrollos teóricos descritos por Wheeler en [2], fueron basados sobre dos
pequeñas antenas diseñadas con igual volumen y tamaño, donde sus dimensiones
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 7
máximas son menores a un radianlength de operación. En la Figura 1-1 (figura original
del documento), se aprecia un capacitor (dipolo eléctrico) y un inductor (dipolo
magnético) que presentan una forma cilíndrica, que le permitió obtener el mayor
aprovechamiento del espacio utilizado por los materiales conductores.
Figura 1-1: Antena capacitiva e inductiva diseñadas por Wheeler [2].
Wheeler, determinó que la reducción de tamaño de una antena trae consigo una baja
resistencia de radiación, una alta reactancia, y pérdidas considerables en el ancho de
banda, la ganancia directiva y la eficiencia de la antena [9], logrado en parte, al
desacople de impedancias entre los circuitos del generador y la antena, ocasionando
consigo pérdida en la transferencia de energía [2]. Una alternativa que él propuso para
solucionar este problema, fue la de utilizar un circuito sintonizador o adaptador de cargas
con un coeficiente de acoplamiento ideal que reduzca al máximo las pérdidas de energía
transferida entre el generador y la antena, logrando con ello, que las antenas pequeñas
tuvieran un comportamiento muy similar al presentado con antenas de longitudes
mayores [2,10]. El circuito se ilustra en la Figura 1-2 (figura original del documento).
Adicionalmente Wheeler, introdujo diferentes conceptos para relacionar los parámetros
de las antenas eléctricamente pequeñas, que posteriormente serían utilizados por más
investigadores como Chu [3], Harrington [10], entre otros. Los conceptos básicos son:
1.1.1 Radiansphere
Un radiansphere representa una esfera hipotética que tiene como radio un radianlength y
que contiene a una antena mucho más pequeña que la esfera. La esfera delimita el
8 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
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transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
campo cercano (near field) y el campo lejano (far field) de la radiación de una antena
pequeña. La radiansphere es una medida de la “esfera de influencia” de una antena, y se
determina como se muestra en la ecuación (1.1) [7,11,12].
( )
(
)
(1.1)
donde, representa el radiancube (ver ecuación (1.2)).
( ) (
)
(1.2)
Figura 1-2: Circuito de acoplamiento entre un generador y una antena a través de un
sintonizador [2].
1.1.2 Radianlength
Esta medida aparece en muchas fórmulas para antenas eléctricamente pequeñas, ya
que permiten determinar el radio de y equivale a ⁄ . De acuerdo con [11], cualquier
longitud referente a antenas u ondas, puede expresarse en términos de un radianlength.
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 9
1.1.3 Factor de potencia de radiación (RFP)
El RFP representa uno de los principales conceptos que utilizó Wheeler para determinar
Las limitaciones fundamentales que presentaba una antena eléctricamente pequeña con
respecto a su volumen, el cual, casi siempre es menor a la unidad debido al tamaño de la
misma. El RFP depende de la relación entre el volumen de la antena y [2]. Se calcula a
partir de la resistencia de radiación (R) o conductancia (G) y tiene el mismo valor para las
dos antenas desarrolladas por Wheeler, presentado una pequeña variación debido al
factor de corrección o de forma [2,12].
El RFP para la antena capacitiva (dipolo eléctrico) se determina en la ecuación (1.3) y
para la antena inductiva (dipolo magnético) en la ecuación (1.4) [2,6].
(1.3)
(1.4)
Los términos y utilizados en [2], representan la susceptancia capacitiva (ver
Ecuación (1.5)) y la reactancia inductiva (ver Ecuación (1.6)) de la antena
respectivamente. De igual forma, los términos y , representan la conductancia de
radiación eléctrica (ver Ecuación (1.7)) y la resistencia de radiación magnética (ver
Ecuación (1.8)).
(1.5)
(1.6)
(
) (1.7)
(
) (1.8)
10 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
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transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
donde:
y : Representan el factor de forma o de corrección.
y : Representan el área de la base del cilindro [m2] y la altura [m].
: Representa la radianlength de la esfera [m].
: Representa el número de giros o vueltas de la bobina de alambre.
Ahora bien, si se reemplaza las ecuaciones (1.5) y (1.7) en la ecuación (1.3), y las
ecuaciones (1.6) y (1.8) en la ecuación (1.4), se obtienen las ecuaciones del RFP para la
antena capacitiva (ver ecuación (1.9)) y la antena inductiva (ver ecuación (1.10)), donde
se obtiene la relación entre el volumen de la antena y [2,12].
(1.9)
(1.10)
Debido a que las antenas diseñadas por Wheeler presentan volúmenes iguales, el factor
de forma puede ser considerados aproximadamente iguales ( ), y de forma
general las Ecuaciones (1.9) y (1.10) pueden ser reemplazadas por la Ecuación (1.11),
que determina una RFP siempre mayor al valor de la relación existente entre el volumen
de la antena y un radianlength.
(1.11)
Posteriormente, Wheeler realizó el planteamiento teórico de una pequeña bobina esférica
ideal, que presenta un factor de forma en vacío de ⁄ debido al volumen efectivo que
esta ocuparía dentro de la esfera (ver Figura 1.3) [12]. Adicionalmente plantea, que si el
núcleo de la bobina es un material magnético perfecto ( ) el volumen efectivo se
vería multiplicado por 3 [4]. La ecuación (1.12) representaría el planteamiento descrito
por Wheeler.
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 11
( )( ⁄ )
(
) ( ) (1.12)
donde, y representa el volumen y el radio de la esfera de la bobina respectivamente.
Sin embargo, debido a que es imposible lograr abarcar toda la esfera ideal ocupada por
la bobina, se puede realizar una aproximación teniendo presente el cociente entre el
volumen efectivo y el volumen de la bobina, como se determina en la ecuación (1.13)
[6,11,12,13]. Por lo tanto, se puede verificar que con un planteado teóricamente
en la ecuación (1.12) se cumple la relación de igualdad.
( ) (
⁄) (1.13)
donde, es el número de onda en el espacio libre y equivale a ⁄ [6,14].
Figura 1-3: Representación de una bobina esférica con núcleo magnético [12].
Por otra parte, en [15] se realiza una excelente revisión de las formulas descritas por
Wheeler, mencionadas anteriormente, e identifica la relación existente entre el ancho de
banda de una antena eléctricamente pequeña, el factor de calidad y la radiación Q (ver
Ecuación (1.15)) [9]. Posteriormente, Chu utilizaría el concepto de factor Q o factor de
calidad Q, para referirse a la radiación Q descrita por Wheeler.
12 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
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Wheeler, introdujo el concepto de elementos conjuntos de una antena eléctricamente
pequeña y definió la relación fundamental entre la radiación Q de una antena pequeña,
con respecto al volumen físico de la misma (ver ecuación (1.14)), y determinó que la
limitación fundamental de la radiación Q de una antena eléctricamente pequeña es su
volumen [15,16].
(1.14)
La ecuación (1.14) define la limitación fundamental descrita por Wheeler [7]. En esta se
utiliza variables referentes y descritos en la sección (1.1.1). El termino , representa
el producto entre el volumen cilíndrico de la antena ( ) y el factor de forma ( ).
Wheeler, también determinó que la relación del ancho de banda (BW) de una antena
eléctricamente pequeña es directamente proporcional al RFP, estableciendo el límite
superior de esta a través de lo descrito en la antena inductiva ideal [9].
( ) (1.15)
Por lo tanto, de acuerdo con los desarrollos realizados por Wheeler, puede considerarse
a una antena como eléctricamente pequeña si cumple la relación , debido a que se
estaría considerando que la antena se encuentra dentro de la esfera ideal. Si existe un
plano conductor perfecto infinito se utiliza la relación (ver Figura 1-4), debido a
que la resistencia de radiación de las antenas dipolo converge a la resistencia de
radiación de una antena monopolo de alambre recto de la misma longitud,
independientemente de la geometría del alambre [14].
Adicionalmente en [2], Wheeler identificó cuatro aspectos o pautas importantes que
presentaría el diseño de una antena eléctricamente pequeña, las cuales son (estas
pautas también se encuentran descritas en [6,14]):
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 13
La adición de un plano de tierra eléctricamente grande puede potencialmente doblar
el RFP para un volumen dado.
El aumento de la permitividad relativa ( ) en el interior de la antena disminuye el
RFP más o menos en proporción a .
El aumento de la permeabilidad relativa ( ) puede aumentar por encima el RFP en
un factor de 3.
Para antenas no esféricas, el RFP se reduce debido a que el volumen esférico se
utiliza sólo parcialmente.
Figura 1-4: Criterio de definición de una antena eléctricamente pequeña [4].
Por su parte L. J. Chu [3], fue el primero en determinar de forma teórica el límite inferior
del factor de calidad Q para antenas eléctricamente pequeñas (seguido por Harrington en
[10]). Para ello, basó sus investigaciones en desarrollos matemáticos sobre antenas con
un patrón de radiación omnidireccional ideal (antena dipolo ideal) enceradas dentro de
una esfera imaginaria de radio , como se ilustra en la Figura 1-5 (Imagen original
tomada de [3]).
Dentro de sus desarrollos, Chu realiza un análisis basándose en ondas esféricas
ortogonales a la esfera, determinando que el total de energía (eléctrica o magnética)
almacenada en la superficie de la esfera es equivalente a la suma individual de todas
ellas [3,5]. Esto, le permitió modelar la superficie de la esfera como una caja que tiene
conectados una serie de circuitos equivalentes, como se aprecia en la Figura 1-6 (imagen
14 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
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original propuesta por Chu en [3]). El número de circuitos equivalentes es igual al número
de modos de ondas esféricas, más uno, y los terminales que salen desde el interior de la
caja, representan la alimentación de la antena [5].
Figura 1-5: Diagrama de la antena omnidireccional determinada por Chu [3].
Figura 1-6: Representación de una red equivalente de circuitos de una antena
omnidireccional determinada por Chu [3].
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 15
Para una antena sin perdidas como la planteada por Chu, el circuito equivalente de cada
onda esférica puede ser representado como una serie de capacitancias y derivaciones de
inductancias, donde al final se tendría un circuito mixto con cargas C-L y una carga final
resistiva, como se ilustra en la Figura 1-7.
Figura 1-7: Circuito equivalente de modos TM para ondas esféricas [5].
De acuerdo con [3,5], el circuito actúa como un filtro pasa-altos, con un elemento
disipador presente al final del circuito, el cual, se utiliza para representar la resistencia de
radiación normalizada de la antena.
Partiendo del circuito RLC, Chu en [3], determina el factor Q en los terminales de entrada
de una antena como el cociente entre la energía eléctrica almacenada más allá de los
terminales de entrada y la potencia disipada en la radiación en un periodo de tiempo [17].
Adicionalmente, establece el límite inferior que debería tener una antena eléctricamente
pequeña basado en el factor Q (conocido actualmente como el límite de Chu),
determinando que los modos (TE o TM) de orden superior dentro de una esfera de radio
, se evanescen cuando [5], siendo el límite superior establecido para este tipo
de antenas [8]. De esta forma, se puede reducir el circuito al presentado por un dipolo
eléctrico (ver Figura 1-8), estableciendo, que el mínimo valor del factor Q puede ser
obtenido a través de la ecuación (1.16) [3,5,6,17].
( )
( ) [ ( ) ]
( ) (1.16)
16 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
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Figura 1-8: Circuito equivalente de una antena dipolo [3].
donde, c representa la velocidad de la luz en el vacío que equivale a [ ⁄ ].
Por otra parte, McLean en [8], presenta en la ecuación (1.17) una derivación más precisa
del factor Q que se aproxima al desarrollo realizado por Chu, siendo actualmente una de
las más utilizadas para referenciar el límite inferior de Q en antenas eléctricamente
pequeñas.
( )
( ) (1.17)
De las ecuaciones (1.16) y (1.17), se puede observar que para valores de , el
factor Q varia inversamente proporcional al cubo del producto entre el radio de la esfera y
el número de onda en el espacio libre [16,18], estableciendo la relación entre el límite
inferior del factor Q, con la dimensión máxima que podría tener una antena
eléctricamente pequeña, independientemente de la técnica utilizada para el diseño de la
misma [18].
De acuerdo con lo descrito anteriormente, se puede identificar la relación existente entre
los fundamentos teóricos expresados por Wheeler y Chu, a partir de las aproximaciones
realizadas para determinar el límite inferior de Q (ver ecuación (1.18) y (1.19)) [19].
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 17
(
)
(1.18)
(1.19)
R. C. Hansen en [18], estable una aproximación analítica del factor Q (ver ecuación
(1.20)), que según McLean [8], presenta un error algebraico en la expresión de acuerdo
con las aproximaciones realizadas por Chu en [3], no obstante, la expresión se aproxima
mucho al límite inferior establecido por Chu, pero difieren significativamente cuando el
valor de se aproxima a 1.
( )
( ) [ ( ) ] (1.20)
Chu, también estableció que para un circuito resonante con valores fijos, el factor Q es
reciproco al ancho de banda fraccional (FBW) de la antena, como se muestra en la
ecuación (1.21) [3].
(1.21)
donde:
: representa el ancho de banda de la antena.
: representa la frecuencia central de resonancia de la antena.
El ancho de banda fraccional es una medida que determina como es el ancho de banda
de una antena, el cual, generalmente varía entre 0 y 2 (también suele presentar como un
porcentaje entre 0 y 200). Entre más alto sea el valor del FBW, mayor será el ancho de
banda de la antena [20].
Sin embargo, la ecuación (1.21) solo es válida si los valores de , puesto que el
circuito equivalente resonante con valores fijos, representaría una aproximación muy
exacta al comportamiento de la antena en este parámetro. Si por el contrario , se
18 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
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transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
hace impreciso determinar el FBW de la antena, pues esta, presentaría un ancho de
banda potencialmente alto, y el factor Q solo podría ser utilizado para obtener una
aproximación baja del ancho de banda [3,5,18].
1.2 Técnicas de miniaturización de antenas
En la actualidad, existen una gran cantidad de técnicas utilizadas para reducir las
longitudes físicas de una antena, generalmente aplicadas a antenas microstrip o tipo
parche y antenas dipolo. La reducción en el tamaño físico de la antena siempre está
sujeta a las limitaciones fundamentales descritas en la sección 1.1, y cumplen los
lineamientos establecidos para antenas eléctricamente pequeñas.
Generalmente, las técnicas utilizadas para la reducción de las longitudes físicas de la
antena están determinadas en gran medida al medio de instalación y los parámetros de
funcionamiento de las mismas, puesto que las antenas eléctricamente pequeñas
presentan una adaptación y un desempeño favorable sobre algunos materiales, pero no
sobre todos [4].
De acuerdo con [21,22], se pueden identificar dos grandes grupos utilizados actualmente
para la reducción del tamaño de una antena microstrip, generalmente asociados a la
modificación del parche o elemento radiante, y la modificación del sustrato de la antena.
Para antenas dipolo se destaca principalmente la técnica por línea de meandro o MLA
por sus siglas en inglés (Meander Line Antenna) [23,24], siendo esta técnica la de mayor
interés para el desarrollo de este trabajo.
Dentro de las técnicas más utilizadas para antenas tipo parche por modificación del
elemento radiante se pueden destacar, la miniaturización por cargas concentradas, por
slots o ranuras en el parche, y por su forma geométrica. Por otra parte, dentro de las
técnicas más empleadas referente a la modificación del sustrato encontramos, la
miniaturización por el tipo de material, y por metamateriales [21].
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 19
1.2.1 Miniaturización por cargas concentradas
La utilización de cargas concentradas cerca del elemento radiante es una técnica que
permite reducir el tamaño de la misma debido a la disminución de la frecuencia a la cual
resuena la antena, causado por la aparición de campos magnéticos (si son inductores) o
eléctricos (si son capacitores) inducidos por estas cargas. Esta reducción permite
generalmente mantener una buena ganancia y eficiencia de la antena, aunque, en la
mayoría de los reportes se muestra una reducción en el ancho de banda [25,26,27,28].
Uno de los mayores problemas obtenidos al utilizar cargas concentradas cerca del
elemento radiante, es el aporte que puede generar en la radiación de la antena y la
desadaptación de la impedancia de la antena con la fuente de alimentación, debido a la
aparición de una parte reactiva (capacitiva o inductiva dependiendo de las cargas
utilizadas) en la antena. Para ello, se hace necesario utilizar cargas de igual magnitud
pero opuestas entre sí, con el propósito de reducir cualquier aporte que pueda generar
las cargas en la antena [21,29].
En la Figura 1-9, se presenta la antena desarrollada en [25], la cual, permite reducir
notoriamente el tamaño de la antena a través de dos inductores en el plano de tierra que
generan campos magnéticos en sentidos opuestos. Aunque los resultados prácticos no
fueron tan satisfactorios como los obtenidos en la simulación, el autor explica que se
puede alcanzar mejores resultados si se utiliza sustratos que tengan una tangente de
pérdidas (tan) muy próximas a cero, para evitar que las corrientes inducidas por los
campos magnéticos producidas por las cargas, influyan directamente en el desempeño
de la antena.
Un trabajo muy similar se desarrolló en [30], donde se utiliza una línea de meandro en el
centro del plano de tierra. Los resultados muestran que el uso de este tipo de ranuras
geométricas no genera un gran aporte a la reducción del tamaño físico de la antena, y
afecta los parámetros como la eficiencia, ganancia y ancho de banda.
20 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 1-9: Reducción del tamaño de una antena a través de cargas inductivas en el
plano de tierra [25].
Por otra parte en [26], se utiliza cargas concentradas a través de una serie de líneas de
transmisión que hacen las veces de pequeños inductores (ver Figura 1-10). Cada
inductor genera una inducción de corriente eléctrica en sentido opuesto al inductor
equivalente adyacente, generando la anulación de las corrientes y los campos
magnéticos producidos por las cargas, manteniendo el sistema equilibrado. El tamaño
físico de la antena depende de la longitud y la cantidad cargas [21].
Los resultados obtenidos, permiten evidenciar una disminución en el ancho de banda de
la antena, de igual forma se identifica que se puede reducir el tamaño físico de esta sin
afectar considerablemente la eficiencia y la ganancia, determinando que su
miniaturización resulta ser favorable para los intereses prácticos [26].
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 21
Figura 1-10: Antena dipolo con una serie de cargas inductivas [26].
1.2.2 Miniaturización por slots o ranuras en el parche
El uso de ranuras o slots, es una técnica muy utilizada comúnmente para modificar los
parámetros de la antena y reducir el tamaño físico de la misma, hasta en un 86%
reportado en [31]. Esta técnica consiste en remover secciones conductoras
principalmente del elemento radiante, modificándose la distribución de corriente dentro
del parche, afectando la frecuencia central de trabajo de la antena y facilitando la
reducción de sus dimensiones físicas [32]. Sin embargo, esta técnica generalmente trae
consigo una reducción en el ancho de banda de la antena, al igual que en su eficiencia y
ganancia [21,33].
De acuerdo con [21], actualmente existen muchas geometrías utilizadas en la aplicación
de esta técnica, como se aprecia en la Figura 1-11, donde las ranuras se adecuan a las
características buscadas en el funcionamiento de la antena, como el tipo de polarización,
frecuencias reconfigurables [34], alta ganancia [35], impedancia de la antena, entre otras.
22 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
En [32], se aplica esta técnica para reducir el tamaño de una antena tipo parche que
pueda ser utilizada en los sistemas RFID a 915 MHz. La antena diseñada presenta una
ranura en tres lados del parche muy cerca al borde en forma de “U”, como se ilustra en la
Figura 1-12, logrando una reducción del 57% con respecto al tamaño estándar de una
antena tipo parche para esta frecuencia de trabajo.
Figura 1-11: Diferentes ranuras geométricas aplicadas a antenas tipo parche [21].
La ranura aumenta la longitud eléctrica de la antena debido al cambio en el recorrido
presentado por las corrientes superficiales en el parche, logrando que la frecuencia de
resonancia de la antena disminuya, por lo cual, el tamaño de la antena puede ser
reducido para lograr la frecuencia de resonancia deseada [32].
Por otra parte, en [36], se reporta el diseño de varias antenas tipo parche miniaturizadas
a través del uso de varias ranuras geométricas optimizadas con el uso de algoritmos
genéticos (Método también implementado en [37], para obtener una antena miniaturizada
eficiente). En sus desarrollos, se destaca la antena que presenta una ranura diagonal en
el parche (ver Figura 1-13), la cual, presenta una reducción del 73% en su tamaño con
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 23
respecto a una antena tipo parche estándar. Los resultados mostrados, permiten
evidenciar una reducción en parámetros como la ganancia, el ancho de banda y la
impedancia de la antena respecto a una antena convencional tipo parche, siendo estos
dos últimos los más afectados.
Figura 1-12: Geometría de la antena tipo parche miniaturizada para sistemas RFID [32].
Figura 1-13: Antena tipo parche miniaturizada a través del uso de una ranura diagonal
en el parche [36].
24 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
1.2.3 Miniaturización por la forma geométrica del elemento radiante
La modificación del elemento radiante en una antena microstrip es una técnica
ampliamente investigada, y permite reducir el tamaño de la antena de forma proporcional
a su complejidad. Generalmente las antenas que utilizan este tipo de técnicas presentan
una eficiencia, ganancia, y ancho de banda reducidas, referente a una antena tipo parche
estándar [21].
Existen muchas formas utilizadas para reducir el tamaño de la antena, sin embargo, son
muy empleados el espiral [38], los fractales [39,40], líneas de meandro [41], y las antenas
F invertida o IFA por sus siglas en inglés (Inverted F Antenna) [42], debido a que
presentan resultados satisfactorios en sus parámetros con respecto a otro tipo de formas
investigadas. Su complejidad de construcción y/o adaptación, es uno de los problemas
más comunes encontrados en este tipo de antenas.
Las antenas planares en espiral, están conformadas generalmente por uno o más brazos
en forma de espiral, como se ilustra en la Figura 1-14. Este tipo de antenas presentan
una polarización circular y suelen clasificarse como independientes de la frecuencia, ya
que son capaces de operar en un amplio rango de frecuencias, debido a que su
polarización, patrón de radiación e impedancia, permanecen constantes en una banda de
frecuencias muy amplia [43,44].
El diseño está determinado por la separación de sus vueltas, por el ancho del conductor
y por la longitud máxima de cada brazo, la cual, no debe ser superior a la longitud de
onda () de la antena, para la frecuencia más baja de funcionamiento [38,44].
Por otra parte, una antena fractal es aquella que presenta repetidamente una misma
estructura geométrica pero de un tamaño cada vez menor a la estructura anterior, como
se ilustra en la Figura 1-15. Este proceso representa una de las características
principales de las antenas fractales y se conoce como auto-semejanza, la cual, determina
la cantidad de bandas de frecuencias de operación de la antena (multibanda) [45].
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 25
Figura 1-14: Antena miniaturizada basada en el espiral de Arquímedes [38].
Figura 1-15: Curvas fractales, a) Gosper; b) Koch; c) Caja Fractal; d) Sierpinski; e)
Minkowski [21].
Las limitaciones presentes en antenas fractales se debe prácticamente a factores como
la longitud total del conductor, geometría utilizada, y número de iteraciones, ya que estas
26 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
influyen directamente en la eficiencia, la frecuencia de resonancia, la resistencia de
radiación, el ancho de banda y el factor de calidad de la antena [40,45].
1.2.4 Miniaturización por el material del sustrato
Uno de los aspectos más importantes en el desarrollo de antenas, tiene que ver con el
material utilizado como sustrato de la misma, debido a la influencia de sus características
como la permitividad eléctrica relativa (r) y el espesor del material, en el tamaño y la
eficiencia de la antena microstrip.
Existen muchos materiales investigados en busca de mitigar el estrecho ancho de banda
de este tipo de antenas, como materiales cerámicos, ferritas, siliconas, y combinaciones
entre ellos [21]. Actualmente, se utiliza comúnmente el sustrato FR4 para el diseño de
este tipo de antenas, debido a que presenta una gran homogeneidad en su estructura,
permitiendo obtener un desempeño favorable.
De acuerdo con [46], esta técnica permite reducir la longitud física de la antena, si el
sustrato presenta un valor elevado de r (superior a 10), y/o se incrementa el espesor del
mismo.
Un sustrato que presente un r elevado provoca una reducción en la frecuencia de
resonancia de la antena, facilitando la reducción de su tamaño, consecuentemente este
tipo de técnicas estrechan el ancho de banda de la antena, y aumentan el factor de
calidad, debido a la concentración del campo eléctrico en el sustrato [21,46].
Por otra parte, el incremento del espesor del sustrato, es un método comúnmente
utilizado para reducir el tamaño de la antena, aumentar el ancho de banda y la
adaptación de la impedancias [46]. Esta técnica suele aplicarse apilando varias capas de
sustratos de diferente o igual valor de r. Las limitaciones se asocian a una disminución
en la ganancia de la antena, polarización cruzada y baja eficiencia.
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 27
Otro tipo de materiales diseñados para sustratos de antenas identificados como
magneto-dieléctricos, se desarrollaron en [47,48,49], donde, a través de un proceso de
homogenización se dopa un material no magnético con nano-partículas magnéticas que
permitan obtener una permeabilidad magnética relativa (µr) del material diferente de 1.
De acuerdo con [47], El aumento de µr en el sustrato aumenta la eficiencia de radiación
de la antena, logrando reducir el tamaño de la antena hasta en un 90% con respecto a
una antena tipo parche estándar para la misma frecuencia, además, se evidencia un
aumento en el ancho de banda y la ganancia de la antena.
1.2.5 Miniaturización por uso de metamateriales
Los metamateriales (MM) son estructuras periódicas artificiales que se diseñan de
acuerdo a las necesidades buscadas en el dieléctrico, es decir, en su proceso de diseño,
los MM pueden adaptarse para cumplir ciertas propiedades frente a ondas
electromagnéticas en un rango específico de frecuencias, siendo muy superiores a los
materiales comúnmente utilizados obtenidos de forma natural [4,21,50,51].
Este tipo de materiales se diseñan partiendo de una serie de subestructuras metálicas
embebidas en el material, como se ilustra en la Figura 1-16, presentando un
comportamiento similar a partículas magnéticas en presencia de campos
electromagnéticos [21].
Figura 1-16: Antena tipo parche con subestructuras metálicas en forma de espiral [21].
28 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
De forma general los dieléctricos pueden ser determinados de acuerdo a los signos de
las partes reales de los parámetros r y µr, teniendo presente que estos parámetros están
referidos al vacío [50,51]. En la Figura 1-17, se presenta el sistema de coordenadas que
rigen a los materiales dieléctricos de acuerdo con el signo de los parámetros
mencionados.
Figura 1-17: Sistema de coordenadas para materiales dieléctricos según el signo de r y
µr [50].
El primer cuadrante, representa todos los materiales dieléctricos obtenidos de forma
natural o artificial (diseñados para aumentar el valor de sus parámetros, como se
presenta en [52]) y que comúnmente son utilizados en sistemas de comunicaciones.
Estos dieléctricos son conocidos como DPS (Double Positive) o RHM (Right Handed
Media) por presentar valores positivos en la parte real de r y µr, donde la energía
definida a través del vector de Poynting ( ), se propagada en la misma dirección que las
ondas electromagnéticas definidas por el vector de número de onda ( ), como se
representa en la Figura 1-18. Se caracterizan por tener un índice de refracción ( ( ))
positivo (ver ecuación (1.22)) [50,51].
( ) √ ( ) ( ) (1.22)
Por otra parte, El estudio de la obtención de dieléctricos ENG (Epsilon Negative) y MNG
(Mu Negative), pertenecientes al segundo y cuarto cuadrante, respectivamente, en donde
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 29
solo uno de los dos parámetros (r o µr) presenta un valor negativo en la parte real, se
investigan desde la década de los 50, desarrollándose con éxito en 1999 una estructura
MNG que operaba en un rango muy estrecho de frecuencias [51].
Figura 1-18: Propagación de las ondas electromagnéticas para dieléctricos DPS y RHM
[50].
Los materiales artificiales de mayor interés para los investigadores se encuentran en el
tercer cuadrante. Se caracterizan por tener simultáneamente valores negativos en la
parte real de la permitividad y permeabilidad relativa, al menos en un estrecho margen de
frecuencias, lo que conlleva a obtener un ( ) negativo [50]. Comúnmente estos
materiales son denominados DNG (Double Negative), NIM (Negative Index Media), o
también suelen referirse como LHM (Left Handed Media), por propagar la energía en
dirección contraria a las ondas electromagnéticas, (ver Figura 1-19) [51].
Figura 1-19: Propagación de las ondas electromagnéticas para dieléctricos LHM [51].
30 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Las aplicaciones más destacadas de los materiales DNG se encuentran enfocadas al
diseño de antenas eléctricas pequeñas, mejorando los valores de ganancia y ancho de
banda de diseños convencionales, como se presenta en [53]. Actualmente estos
materiales se basan en una estructura denominada SRR (Split Ring Resonators), que
consiste en dos anillos metálicos concéntricos, los cuales presentan una ranura en cada
anillo dispuestas anti-simétricamente entre sí [50]. También son muy utilizados
estructuras como la espiral cuadrada y el fractal de Hilbert (ver Figura 1-20) [21].
Figura 1-20: Estructuras utilizadas comúnmente en materiales DNG, (a) SRR, (b)
Espiral cuadrada, (c) Fractal de Hilbert 2do orden, (d) Fractal de Hilbert 3er orden [21].
Según la periocidad de sus subestructuras o celdas básicas, los materiales artificiales
usados en electromagnetismo pueden ser clasificados en términos de sus dimensiones
respecto a . Si las celdas básicas son mucho menores a , se estaría refiriendo a
materiales ENG, MNG o DNG, pero, si las dimensiones de las celdas básicas son del
orden de , se estaría hablando de materiales EBG (Electromagnetic Band Gap) o PBG
(Photonic Band Gap), este último, hace referencia a frecuencias ópticas [51].
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 31
Otra técnica investigada en [54,55], es la utilización de un material conductor magnético
artificial (AMC - Artificial Magnetic Conductor), en el cual, se realiza la modificación del
plano de tierra de la antena, como se ilustra en la Figura 1-21, para que presente una alta
impedancia y un comportamiento similar al de un conductor magnético perfecto (PMC –
Perfect Magnetic Conductor), es decir, que el grado de la fase de reflexión con respecto a
la onda incidente es cero [56].
El material artificial permite reducir el tamaño físico de la antena hasta en un 31%
dependiendo de la separación de los parches diseñados en la estructura AMC, es decir,
entre mayor sea la separación, mayor será la reducción del tamaño, pero afecta de igual
forma, la ganancia, la impedancia y el ancho de banda de la antena con respecto a una
antena convencional de este mismo tipo [54].
Figura 1-21: Superficies de un material magnético conductor artificial [56].
1.2.6 Miniaturización de la antena por línea de meandro (MLA)
La MLA es una antena dipolo que incluye múltiples dobleces, la cual permite la
reducción del tamaño y obtener valores de impedancia de entrada determinados,
logrando así que la antena resuene a frecuencias más altas que las presentes en un
dipolo básico con iguales dimensiones [23].
32 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Generalmente, una MLA se caracteriza por tener múltiples dobleces iguales o desiguales,
como se aprecia en la Figura 1-22. Las líneas horizontales controlan principalmente la
resistencia a la radiación, las líneas verticales adyacentes (modo actual línea de
transmisión) dará el almacenamiento de la energía eléctrica y las pérdidas de potencia y
la longitud total del conductor afecta la inductancia [24,57].
Figura 1-22: Representación de las impedancias en una MLA [24].
El diseño de una MLA se basa en el ajuste de los parámetros mostrados en la Figura 1-
23 y listados a continuación [23,58]:
Número de vueltas (n).
Longitudes de los segmentos verticales (h) y horizontales (w).
Longitud total de la antena (s).
Ancho del conductor (b).
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 33
Figura 1-23: Representación de los parámetros físicos de una MLA [23,58].
Un proceso básico utilizado para la construcción de una MLA, es la de crear una matriz
de puntos en un área delimitada, como se ilustra en la Figura 1-24, teniendo presente las
siguientes condiciones de construcción [23,59].
El punto de la carga debe estar situado en uno de los extremos debido a que se debe
generar un espejo de la matriz y la carga debe quedar entre las dos matrices.
Se consideran como puntos de partida aquellos que se encuentren en el extremo de
la matriz.
La línea serpenteada solo puede pasar una vez por cada punto.
Se deben cubrir preferiblemente todos los puntos de la matriz.
Sin embargo, el proceso de diseño de una MLA se puede realizar de forma arbitraria,
donde cada posible combinación permite obtener diferentes parámetros en la antena,
aunque, también se pueden utilizar algoritmos de optimización para encontrar la mejor
opción de acuerdo a una antena previamente diseñada [23,59,60].
34 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 1-24: Proceso de diseño de una MLA a través de una matriz de puntos [23].
De acuerdo con [61], Una antena dipolo puede ser miniaturizada a través del uso de una
estructura de línea de meandro, obteniendo una reducción del 50% como la reportada en
[62], y hasta un 70% con respecto a una antena dipolo convencional. Sin embargo, la
flexión de los brazos del dipolo produce una baja eficiencia de la antena, que conlleva a
una reducción de la ganancia. Esta afectación ocurre por la anulación de las corrientes
que fluyen por la línea de meandro debido a la inducción de corrientes en direcciones
opuestas entre cada segmento.
En [63], se hace uso de una carga aislada a través de un parche cuadrado que permiten
el almacenamiento de energía y el aumento de la ganancia de la antena (ver Figura 1-
25), puesto que la radiación de la antena se verá afectada por la línea de meandro y la
carga adicional. La reducción en el tamaño de la antena reportada es del 50%,
obteniendo adicionalmente un buen acoplamiento de impedancias y una ganancia
relativamente alta considerando la reducción.
Por otra parte, en [64], se hace uso de dos cargas aisladas permitiéndole obtener dos
frecuencias de resonancia (antena multibanda). La ganancia y ancho de banda de la
antena presentan un aumento relativo, con respecto a una antena MLA clásica.
Otro método que permite reducir el tamaño de una antena dipolo, es diseñar cargas
capacitivas al final de cada monopolo. Las cargas permiten la acumulación de energía
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 35
aumentando la capacitancia de la antena, disminuyendo proporcionalmente la frecuencia
de resonancia, haciendo necesario reducir el tamaño de la antena para aumentar la
frecuencia de resonancia [61]. En la Figura 1-26, se ilustra el uso de cargas capacitivas al
final de cada monopolo de una MLA.
Figura 1-25: Diseño de una MLA con un parche cuadrado como carga parasita [63].
Figura 1-26: Diseño de un tag RFID con uso de cargas capacitivas en los extremos
finales de la MLA [61].
36 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Esta técnica suele ser utilizada también para el diseño de antenas tipo texto, como el
desarrollo realizado en [65]. Sin embargo, este tipo de diseños presentan muchos más
criterios que afectan su correcta funcionalidad, puesto que si los monopolos presentan
grandes diferencias, la impedancia general de la antena será altamente reactiva,
perjudicando notablemente el desempeño de la misma. Una técnica muy utilizada por los
diseñadores de este tipo de antenas, refiere al balanceo de los monopolos a través de
una adecuada repartición del texto como se presenta en Figura 1-27, brindando una
mayor adaptación y una mejor eficiencia de la antena [23,65].
Figura 1-27: Antena tipo texto a través de línea de meandro [65].
Por otra parte, cuando se habla de tags RFID, se hace necesario acoplar las
impedancias del chip y la antena diseñada para buscar la máxima transferencia de
energía entre ellos. Por lo tanto, se debe lograr que las componentes reales de las
impedancias sean iguales, pero sus componentes imaginarias deben ser iguales en
magnitud pero de diferente signo [23].
Es necesario mencionar que estas técnicas no son de interés para el desarrollo de este
trabajo, por ello, solo se mencionaran, debido a que pueden ser útiles para trabajos
futuros. Las técnicas empleadas para este proceso, se describen en [23,24], las cuales
se conocen como acoplamiento en T y acoplamiento por bucle inductivo.
Acoplamiento en T: Este tipo de técnica es muy utilizada para el proceso de
adaptación de las impedancias entre una antena planar tipo MLA y un chip con una
impedancia que presenta componentes reales e imaginarias. Consiste en acoplar una
impedancia a una antena dipolo en cortocircuito de largo y ancho a través de otra
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 37
antena dipolo secundaria que presenta una longitud , con un ancho
generalmente menor a la antena principal ( ), la cual se encuentra separada a
una distancia y en conexión directa con el dipolo principal, como se muestra en la
Figura 1-28.
Figura 1-28: Acoplamiento en T para una antena dipolo con su circuito eléctrico
equivalente [24].
El circuito equivalente presentado en la Figura 1-28, permite relacionar las
impedancias de la antena dipolo principal y la antena dipolo secundaria en conexión
directa a través de un inductor generado por los segmentos de longitud y ancho ,
los cuales generan la relación de incremento de la impedancia inductiva en la antena.
Esta relación permite calcular la impedancia de entrada a través de la ecuación (1.23)
[23,24].
( )
( ) [ ] (1.23)
38 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
donde,
, representa la impedancia de la antena.
, representa el factor de división de corriente entre los conductores, y su
equivalencia se muestra en la ecuación (1.24).
, representa la impedancia del stub conectado en cortocircuito a la antena dipolo
principal, y su cálculo se muestra en la ecuación (1.25):
(1.24)
(
) (1.25)
(
√ ) (1.26)
(1.27)
(1.28)
Este tipo de técnicas son muy utilizadas en el diseño de antenas para tags RFID, ya
que permite generar un buen acoplamiento de las impedancias presentes en el chip y
la antena MLA, logrando conseguir de esta forma la mayor transferencia de energía.
Sin embargo, regularmente se presentan inconvenientes en la generación y diseño
del stub, debido a las pequeñas dimensiones de y , ocasionando la variación de la
impedancia presente en la antena dipolo secundaria con respecto a la calculada.
En [66], Se diseñó una antena haciendo uso de la técnica de acoplamiento en T,
como se ilustra en la Figura 1-29. Los resultados mostrados son evaluados para una
frecuencia de y tres variaciones de la medida del segmento . En ellos, el
autor evidencia un acoplamiento de impedancias entre la fuente y la antena
satisfactorio, como se ilustra en la Figura 1-30 (imagen original del documento).
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 39
También se reporta un incremento de la ganancia en aproximadamente y un
aumento de la eficiencia gracias a este acoplamiento.
Figura 1-29: Técnica de acoplamiento en T para una MLA [66].
Figura 1-30: Impedancia de entrada de una antena MLA con acoplamiento en T para
los diseños realizados en [66].
40 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Se evidencia, que la impedancia de entrada de la antena puede variar de acuerdo a
las longitudes determinadas para y , ya que estos valores, pueden afectar tanto la
parte real (resistencia) como imaginaria (reactancia) debido en gran medida al acople
diseñado. Este aspecto fue analizado en [23], donde se generó la variación de las
longitudes anteriormente mencionadas, y de sus resultados se puede evidenciar que
la longitud permite obtener un incremento de la resistencia a medida que esta
aumenta, sin que genere un aporte significativo a esta medida. Por el contrario, la
variación de está directamente relacionada con la reactancia, pero a diferencia con
la resistencia, en esta la variación de si genera cambios significativos en la medida
obtenida.
Acoplamiento por bucle inductivo: Esta técnica se basa en el acople de forma
inductiva entre un pequeño bucle y el elemento radiante posicionados muy cerca uno
del otro, como se observa en la Figura 1-31, donde la fuerza de acoplamiento, y la
reactancia obtenida está directamente relacionada con la inducción magnética
producido por estos dos elementos (modelado similar al presente en un
transformador). El bucle se diseña de acuerdo a las necesidades de la impedancia
requerida para conectar el microchip presente en los tags RFID [23,24,67].
La impedancia de entrada ( ) está determinada a partir de los terminales del bucle
diseñado, y presenta una componente resistiva (ecuación (1.30)) y una componente
reactiva (ecuación (1.31)), siendo calculada de forma general a través de la ecuación
(1.29), [24,67].
( )
(1.29)
( ) ( )
( ) (1.30)
( ) (1.31)
Principios teóricos para el diseño de antenas eléctricamente pequeñas. 41
donde,
, representa la impedancia del bucle y se calcula a través de la ecuación (1.31)).
, representa la frecuencia de resonancia de la antena.
, representa la inductancia mutua (principio de un transformador), y es afectada por
la separación entre el bucle y el reflector, y las dimensiones del bucle. Se puede
calcular a través de la ecuación (1.32) [23].
, representa la impedancia de la antena dipolo.
, representa la inductancia presente en el bucle.
(1.32)
Figura 1-31: Técnica de acoplamiento por bucle inductivo para una antena dipolo con
su respectivo circuito equivalente [24].
Para este tipo de acoplamiento, el bucle puede presentar dos tipos de geometrías. La
primera, cuando existe equivalencia entre las longitudes y (bucle cuadrado), y la
segunda, cuando la longitud es diferente a la longitud (bucle rectangular). En la
Figura 1-32 se muestran los parámetros físicos del bucle [23].
42 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 1-32: Parámetros físicos presentes en el bucle.
, para un bucle cuadrado se puede calcular a partir de la ecuación (1.33) [23].
* (
) √ ( √ )+ * (
) + (1.33)
Por otra parte, si el bucle es rectangular, se puede calcular a través de la
ecuación (1.34) [23].
(
) (
) √ [
√(
) ]
[
√(
) ] ( ) (1.34)
2. Caracterización de las propiedades dieléctricas de un sustrato
El sustrato es el material sobre el cual se fabrica o implementa la antena y permite la
adaptación en los diferentes medios de instalación, además de influir en la radiación de la
antena de acuerdo a las propiedades dieléctricas presentes en el mismo.
En los desarrollos enfocados a la aplicación de campos electromagnéticos, siempre se
interactúa con materiales que permiten el flujo de estos campos a través de ellos, en
cierta medida. Por ello, es necesario e indispensable siempre conocer las propiedades
dieléctricas intrínsecas de estos materiales, para determinar su comportamiento frente a
campos electromagnéticos [68].
Es importante resaltar que sin importar que tan parecidos sean los materiales, o la forma
como están catalogados, estos, siempre presentaran variaciones en sus propiedades
dieléctricas, debido principalmente a los cambios producidos en el proceso de fabricación
o elaboración del material, ya que la mínima variación de este proceso puede generar
cambios significativos en los parámetros de una antena diseñada.
Por lo tanto, el obtener las propiedades dieléctricas a través de una pequeña muestra del
sustrato, permite trabajar con parámetros más confiables en un rango de frecuencias
deseado, logrando así, obtener características más próximas a las calculadas para el
diseño de una antena.
Adicionalmente, para el diseño de la antena a desarrollar en este trabajo, el sustrato
debe presentar características de flexibilidad, transparencia y durabilidad, encontrando
en los polímeros características muy similares para este proceso.
44 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Los materiales presentan características que pueden ser determinadas de forma
microscópica o macroscópicas. En la primera, podría hacerse referencia al
comportamiento que presentan sus átomos, dipolos, moléculas, células, etc., frente a los
campos eléctricos y magnéticos. Sin embargo, es más común determinar el
comportamiento de los materiales por procesos macroscópicos, puesto que se puede
calcular parámetros como la permitividad eléctrica (), la permeabilidad magnética (μ) y la
tangente de perdidas (tan δ) del material [68].
2.1 Parámetros básicos de los materiales
La permitividad eléctrica es un parámetro físico representado por un número complejo
(ver ecuación (2.1)), que permite determinar el grado de afectación sufrido por un
material ante la presencia de campos eléctricos [69].
El valor de puede obtenerse fácilmente si se coloca un dieléctrico entre dos placas
paralelas (condensador), como se ilustra en la Figura 2-1, donde, la componente real ( )
de la admitancia (Y) obtenida, caracteriza la parte capacitiva del condensador, y la
componente imaginaria ( ), caracteriza la parte conductora o con pérdidas del
condensador. El circuito equivalente GC, presentado en la Figura 2-2, representa el
modelado eléctrico del condensador, donde las componentes y , están
representadas por la capacitancia (C) y la conductividad (G) del circuito, respectivamente
[68].
(2.1)
En todos los materiales, las componentes de la pueden varían de acuerdo a diferentes
condiciones como la frecuencia, la temperatura, la humedad, entre otras, por lo que estos
valores no pueden ser considerados constantes [68].
Generalmente, se hace necesario hablar de las perdidas representadas por la
conductividad del circuito como la tangente de perdida (tan δ) del material, la cual, sería
equivalente al cociente entre la componente imaginaria y la real de (ver Ecuación (2.2)).
Caracterización de las propiedades dieléctricas de un sustrato 45
(2.2)
Figura 2-1: Obtención de en un dieléctrico a través de una celda de admitancia [68].
Figura 2-2: Circuito equivalente de la celda de admitancia [68].
De forma análoga a , la permeabilidad magnética (µ) se representa a través de un
número complejo (ver Ecuación (2.3)). Generalmente, si el material no presenta
propiedades polares o magnéticas, se determina que el campo magnético no influye en el
material, asumiendo que , a este tipo de materiales se les conoce
comúnmente como “dieléctricos”. Si por el contrario, los materiales a caracterizar
presentan propiedades magnéticas o de polarización, se debe tener presente esta
medida, puesto que los campos magnéticos involucrados afectaran el comportamiento
del material [68].
(2.3)
Se debe tener presente que en intensidades de campos “normales”, la respuesta
dieléctrica y magnética presentan grandes diferencias en la mayoría de los materiales a
46 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
caracterizar. En pequeñas señales la respuesta dieléctrica es típicamente lineal, mientras
que la respuesta magnética puede ser no lineal, una manifestación de esta no-linealidad
es la histéresis magnética [68].
2.2 Métodos de medición de dieléctricos
Existen muchos métodos utilizados para la medición de los diferentes parámetros
involucrados en la caracterización de los dieléctricos, los cuales se pueden generalizar
en dos grandes grupos que dependen de la metodología y el tipo de muestra a
caracterizar [68]. Los grupos son:
2.2.1 Método de impedancia localizada
En esta técnica, se utiliza generalmente equipos que permiten medir los parámetros
dieléctricos como una impedancia (Z) o bien como una admitancia (Y), obteniendo y la
a través de su aproximación a circuitos equivalentes (como el mostrado en la Figura
2-2). Aunque representa un gran aplicativo, solo es recomendado para bajas frecuencia
(LF – Low Frequency), máximo hasta 1GHz, debido a que los resultados obtenidos
pueden presentar interferencias provocados por ondas ajenas al sistema. Además, se
recomienda que el tamaño de la muestra sea mucho menor que la longitud de onda ()
utilizada para el proceso de caracterización, dificultando el uso de este método en altas
frecuencias [68].
Un desarrollo de este tipo de método utilizado se puede evidenciarse en [70]. En este, se
presenta la obtención y caracterización de un material conocido como Polivinil Butiral
(PVB), a través de la utilización de un electrómetro Agilent E4980A, y el uso de láminas
de PVB del orden de los de espesor.
El rango de frecuencia utilizado para el proceso de caracterización de las propiedades
dieléctrica del PVB fue de a , con una tensión eléctrica comprendida entre
a y con temperaturas variables en rangos de a en intervalos de .
Caracterización de las propiedades dieléctricas de un sustrato 47
El electrómetro utilizado permite obtener la y la capacitancia de la muestra de
PVB, relacionándose con el circuito mostrado en la Figura 2-3 (imagen obtenida de [70]),
utilizados para calcular los valores de la parte real e imaginaria de a través de la
Ecuación (2.4) y la Ecuación (2.6). Los resultados obtenidos se muestran en la Figura 2-4
(imagen obtenida de [70]).
(2.4)
. (2.5)
(2.6)
Figura 2-3: Circuito equivalente de la celda de admitancia en la caracterización del
PVB [70].
En los diferentes resultados mostrados se evidencia que la frecuencia a la cual se
somete una muestra afecta directamente las propiedades dieléctricas de la misma,
encontrando que la permanece casi constante en un rango de frecuencias entre
y , con una magnitud de 3.15, pero superior a esta frecuencia (rango
comprendido entre y , la disminuye considerablemente hasta una magnitud
de 2.17, según se reporta en [70].
48 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 2-4:
obtenida en la caracterización del PVB con variaciones en frecuencia y
temperatura [70].
2.2.2 Método de ondas
Las técnicas que pertenecen a este método, presentan una mayor acogida para el
proceso de caracterización de un material, y se identifican por examinar las ondas que
viajan a través de la muestra por medio de un parámetro de dispersión (parámetro S).
Los métodos de onda pueden ser organizados de acuerdo a su forma de aplicación, ya
sea de onda viajera u onda estacionaria (resonancia), y pueden ser empleados con una
guía de onda [71] (coaxial, microcinta, líneas de transmisión, etc.) o un medio de
propagación en espacio libre [68].
En el método de ondas se destacan varias técnicas que se enuncian a continuación.
Técnicas dependientes de reflexión y transmisión en guías de onda o líneas: En
esta técnica, se busca determinar el efecto que produce la introducción de un
Caracterización de las propiedades dieléctricas de un sustrato 49
material en la reflexión y/o la transmisión de la onda electromagnética a través de la
guía de onda o línea utilizada. Este tipo de técnicas presentan una buena sensibilidad
con muestras pequeñas y permiten medidas en banda ancha de materiales
magnéticos y/o anisótropos de altas o bajas pérdidas [72].
Técnicas dependientes de reflexión y transmisión en medio libre: El fundamento
es similar al anterior, pero la interacción onda-muestra se realiza en el medio libre. La
ventaja es que la muestra no requiere un mecanizado especial y no está en contacto
con el sistema de medida, lo que permite testear materiales que se encuentran a alta
temperatura; sin embargo, necesita muestras eléctricamente grandes para evitar
errores por efectos de bordes, lo que la hace útil en medidas de alta frecuencia.
Presentan poca sensibilidad a las pérdidas por lo que son útiles para medir
materiales con altas pérdidas [72].
Técnicas con resonadores: Este tipo de técnicas son las más utilizadas para el
proceso de caracterización de un material de bajas perdidas, ya que presenta una
alta sensibilidad en las medidas obtenidas a través de los parámetros de dispersión,
por lo cual, no es recomendable para materiales con altas pérdidas. su procedimiento
consiste en introducir la muestra en un resonador y a través de la obtención de los
parámetros de dispersión se determina la frecuencia de resonancia y el factor de
calidad Q [72]. También, puede hacerse uso de resonadores de microcinta, los cuales
pueden presentar diferentes topologías, siendo los más utilizados, los resonadores en
línea, resonadores en T y resonadores en anillo (utilizado en [73] para la
caracterización de un textil), entre otros [74].
Técnicas de puente: Esta técnica usa como celda de medida las guías de onda o el
espacio libre, la medida se realiza por comparación de dos ondas coherentes que
recorren caminos distintos, en uno de los cuales se encuentra la muestra. La medida
consiste en producir la interferencia destructiva entre las dos ondas y detectar los
cambios producidos. Esta técnica se fundamenta en la comparación de impedancias
entre las dos ondas influyentes, por lo que requieren de buenos patrones de
impedancia (atenuadores y desfasadores) [72].
50 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
2.3 Proceso de caracterización de FR4, PET y lámina de acetato.
Para este desarrollo, se determina el uso del sustrato FR4 como material inicial a
caracterizar, debido a que sus parámetros ya se encuentran preestablecidos por el
fabricante y permite tener valores de referencia como medio de comparación.
Posteriormente y una vez se comprueba los datos (resultados) obtenidos, se realizó el
mismo proceso con la lámina de acetato y el PET (polyethylene terephthalate), material
perteneciente a la familia de los polímeros y con un alto grado de cristalinidad, con una
alta resistencia a la corrosión, y actualmente, se encuentra con políticas de reutilización y
reciclaje. Estos materiales son seleccionados de entre muchos otros como el cloruro de
polivinilo (PVC), polietileno de baja y alta densidad (PE-HD, LD-PE), polipropileno (PP),
entre otros, por presentar un costo bajo de adquisición y, propiedades mecánicas y de
resistencias físicas/químicas favorables para el desarrollo de la antena. Estas
propiedades se pueden verificar en [75].
Para el cálculo de las propiedades dieléctricas, se utiliza el método de ondas a través de
la técnica con resonador, descrito en el apartado 2.2.2. Esto, debido a que permite
obtener un cálculo muy aproximado al esperado y no necesita de muchas herramientas
para su proceso de práctica.
El sustrato FR4, presenta una superficie muy delgada de cobre por ambas caras del
dieléctrico y de acuerdo a lo reportado en la hoja de datos [76], es un material que no
presenta propiedades polares, determinando que su constante de permeabilidad
magnética es igual a – . Para el proceso de construcción del resonador se utiliza la
tecnología de microcinta en el cálculo de los diferentes parámetros ( y ).
Dentro de las tecnologías de microcinta se encuentran muchas formas de realizar el
proceso de caracterización a través de un resonador, aunque existen dos formas que son
las más destacadas por su facilidad de diseño, fabricación y por su simplicidad a la hora
de trabajar con ellas, las cuales son: resonadores en anillo y resonadores en LT o
Caracterización de las propiedades dieléctricas de un sustrato 51
simplemente en T [74,77]. Este proceso se realizó utilizando la topología del resonador
en T como se muestra en la Figura 2-5.
Con este procedimiento se puede obtener del sustrato, diseñando una línea de
transmisión y un filtro a través de un stub abierto de un cuarto de onda, así, el sistema
presentará una frecuencia de resonancia que dependerá de la constante dieléctrica de
dicho sustrato; por otro lado, se usa el factor de calidad Q para determinar la tangente de
pérdidas del material [78].
Figura 2-5: Topología de un resonador en T [74].
.
Para el diseño de la línea de transmisión y el stub, se realiza los cálculos pertinentes
para determinar las dimensiones del mismo, teniendo presente que la línea de
transmisión se debe acoplar con la impedancia del equipo VNA (Vector Network
Analyzer) que para este caso es de . Las fórmulas utilizadas para el cálculo de la
línea de transmisión y el stub se presenta en la Ecuación (2.7), Ecuación (2.12) y
Ecuación (2.14) [78] y se representa en la Figura 2-6.
* ( )
, ( )
-+
(2.7)
donde,
, representan la longitud vertical (grosor) de la línea de transmisión.
, representa el espesor del dieléctrico.
√
(
) (2.8)
√ (2.9)
52 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
√
(2.10)
√ (2.11)
( ⁄ )
√ (2.12)
(2.13)
(2.14)
Figura 2-6: Parámetros físicos del resonador en T en tecnología de microcinta [74].
Para este cálculo, se debe determinar el valor de declarada por el fabricante para el
sustrato FR4, la cual es de 4,8 y también el espesor del dieléctrico (d) en . Los
resultados se muestran en la tabla 2-1.
Tabla 2-1: Dimensiones para el resonador en T de un sustrato FR4.
Stub y Microcinta
Parámetros Medida [mm]
Caracterización de las propiedades dieléctricas de un sustrato 53
Una vez terminada la construcción del resonador en T sobre el sustrato, se realiza la
instalación de conectores SNA verticales en la entrada y salida de la línea de transmisión
(ver Figura 2-7), esto permite la conexión del equipo VNA a la línea de transmisión sin
ningún tipo de problema y ayuda en el acople de los dos elementos involucrados.
Figura 2-7: Resonador en T utilizado para la caracterización del sustrato FR4.
Posteriormente se realizó la toma de datos con el VNA obteniendo el parámetro S21 (ver
Figura 2-8) con una ventana de frecuencia de a y puntos de
muestreo debido a que la frecuencia de diseño ( ) está comprendida en los .
Con los datos proporcionados en el parámetro de ganancia directa (S21) se determinaron
la frecuencia de resonancia (936.3MHz), su magnitud (-30.16) y el ancho de banda
(1987.5MHz), datos importantes para el cálculo de las propiedades dieléctricas del
sustrato.
Figura 2-8: Parámetro S21 graficado en MatLab para el sustrato FR4.
54 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Para la obtención de , se tuvo presente la Ecuación (2.15), tomando como referencias
las Ecuaciones (2.7), (2.12), y (2,14), utilizadas para la construcción de la línea de
transmisión y el stub, pero a través de los datos obtenidos.
(2.15)
4.4059r (2.16)
Para el cálculo de la tangente de pérdida del sustrato FR4, se tuvo presente las
características del resonador, como son, el factor de calidad en el vacío ( ) y las
pérdidas de conductividad del sustrato FR4 [70], por lo cual, los cálculos realizados para
determinar la tangente de pérdida se basaron en la Ecuación (2.20) [78].
(2.17)
donde,
, representa la constante de fase (ver Ecuación (2.18)).
, representa la atenuación debida a las pérdidas (ver Ecuación (2.19)) [77].
0 ek (2.18)
(2.19)
(
) (2.20)
Partiendo de estas ecuaciones y después de realizar los cálculos pertinentes se obtuvo
que la del sustrato FR4 presenta una magnitud de , y se calculó a través de
la Ecuación (2.20).
Caracterización de las propiedades dieléctricas de un sustrato 55
Para los materiales tereftalato de polietileno (PET) y láminas de acetato, se tomaron los
valores iniciales de y espesor del material ( ), de acuerdo a lo
reportado por el fabricante y cálculos realizados en [70]. Se realizó el mismo proceso que
el mostrado con el sustrato FR4 para la obtención de las dimensiones del resonador en
T, las cuales se consignan en la Tabla 2-2. El diseño del resonador se evidencia en la
Figura 2-9 para el material PET y Figura 2-10 para las láminas de acetato.
Tabla 2-2: Dimensiones para el resonador en T de los materiales PET y lámina de
acetato.
Stub y Microcinta
Parámetros Medida [mm]
La obtención del parámetro de ganancia directa (S21) obtenido a través del VNA, se
evaluó en una ventana de frecuencia entre y con puntos de muestreo.
En los resultados obtenidos, se puede identificar una frecuencia central de resonancia
para la lámina de acetato de 1109MHz, con un ancho de banda de 413.91MHz en
( ). Para el sustrato PET se obtuvo una frecuencia central de resonancia en
1051MHZ, con un ancho de banda de 377.94MHz ( ). Los resultados obtenidos
con el VNA muestra una frecuencia central de trabajo por encima de los con
respecto a la presentada en el sustrato FR4, esto se debe principalmente a las
propiedades dieléctricas presentes en cada uno de los materiales y al espesor del
mismo, características que influyeron directamente en la obtención de estos resultados.
Los gráficos obtenidos a través de MatLab pueden evidenciarse en la Figura 2-11.
56 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 2-9: Resonador en T utilizado para la caracterización del material PET.
Figura 2-10: Resonador en T utilizado para la caracterización de la lámina de acetato.
Figura 2-11: Parámetro S21 graficado en MatLab para los materiales PET y lámina de
acetato.
Caracterización de las propiedades dieléctricas de un sustrato 57
Los resultados obtenidos a través de la Ecuación (2.15) para el cálculo de , evidencia
una disminución en los materiales caracterizados PET y láminas de acetato, con medidas
de y , respectivamente, para frecuencias UHF evaluadas. Para el cálculo de la
se utilizó la Ecuación (2.20), como se realizó para el sustrato FR4, obteniendo un
resultado aproximado de para el PET, y para la lámina de acetato.
Estas medidas permiten identificar con claridad el comportamiento que puede presentar
el diseño de la antena con este tipo de sustratos, donde sus resultados evidencian un
material que genera un aporte significativo para el manejo de los campos
electromagnéticos que influyen directamente sobre este, debido a la baja perdida
obtenida en el material reflejada por los parámetros y calculados.
3. Diseño y simulación de una MLA
El diseño de la antena lleva consigo diferentes aspectos fundamentales que sirven de
requerimientos para los diferentes procesos a seguir. Dentro de estos requerimientos se
pueden encontrar características intrínsecas de la antena, así como longitudes de la
misma, siendo importante siempre encontrar la mejor relación entre estos dos aspectos.
Este diseño en particular, presenta dos requerimientos indispensables. El primero, refiere
a la normativa aplicada en Colombia para el funcionamiento y uso del espectro público de
sistemas RFID, establecido por el estándar ISO/IEC 18000 – 6C. El segundo, se
presenta en los requerimientos físicos y características que debe presentar, según la
aplicación y lugar de instalación que tendrá la antena.
El estándar ISO/IEC 18000 – 6C, tiene como objetivo principal permitir la compatibilidad y
fomentar la interoperabilidad de los productos para el creciente mercado de RFID a nivel
internacional. Establece los atributos técnicos de los sistemas de identificación por radio
frecuencia en espacio abierto en un rango de frecuencia entre 860MHz y 960MHz.
Determina el ancho de banda del canal ocupado2, potencia radiada, modulación, ciclo de
trabajo, codificación de datos, entre otros. Sin embargo, este mismo no establece o
define límites para su uso [79].
Dentro de la normatividad Colombiana para el uso del espectro electromagnético, se
establece en el acuerdo 473 de 2010, expedido por el Ministerio de Tecnologías de la
información y las Comunicaciones – MinTIC, “Por la cual se atribuyen, a título
secundario, unas frecuencias y bandas de frecuencias radioeléctricas para su libre
utilización, dentro del territorio nacional, mediante dispositivos de radiocomunicaciones
2 En el estándar ISO/IEC 18000 – 6C no se establece un ancho de banda fijo, simplemente se
determina que el rango del mismo no puede sobrepasar los límites de frecuencias establecidos.
60 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
de corto alcance y baja potencia y se dictan otras disposiciones” [80]. Se establecen
bandas de frecuencia para ser utilizadas libremente en la operación de dispositivos de
radiocomunicaciones de corto alcance RCA, y se establece una frecuencia central de
operación para UHF de 915MHz. Estos dispositivos pueden operar libremente en las
frecuencias designadas con la condición que “no deben causar interferencia perjudicial a
las estaciones de un servicio primario a las que se les hayan asignado frecuencias con
anterioridad o se les puedan asignar en el futuro” [80].
Adicionalmente, en el capítulo III (Disposiciones Finales), se determina que “Las
características y condiciones operativas de los dispositivos RFID seguirán las normas
técnicas de la Organización Internacional de Normalización ISO” [80]. Por lo cual, de la
norma solo se establece la frecuencia central de operación a 915MHz y demás
características se consideran del estándar.
Las características que refieren a los requerimientos físicos, se establecen de acuerdo al
propósito de diseño de la antena, y obedece al tipo de material a utilizar (dureza,
resistencia mecánica, resistencia química), así como sus dimensiones físicas.
Partiendo de estos dos requerimientos, se estable el diseño de la antena para un material
perteneciente a la familia de los polímeros por sus características de flexibilidad y
transparencia, para futuras aplicaciones, y una frecuencia de operación de 915MHz, con
una ganancia superior a 1dB3.
Para el diseño de la antena, se utilizó los fundamentos teóricos descritos en la sección
1.1 del presente documento, específicamente el límite propuesto por Wheeler para
determinar el tamaño de la misma y garantizar que corresponda a una antena
eléctricamente pequeña.
3 Medida de referencia obtenida a partir de tags RFID pasivos comerciales (RFID UHF SlimFlex
Tag y SM-1088 UHF RFID Tags).
Diseño y simulación de una MLA 61
Para la simulación de la antena se utilizó el simulador CST Microwave Studio 2014, el
cual, permitirá la obtención de los parámetros más significativos de la antena simulada
como: ganancia (G), directividad (D), frecuencia de resonancia ( ), pérdidas por retorno
(Γ), ancho de banda (BW) e impedancia de la antena (Z).
El software de simulación de campos electromagnéticos CST Microwave Studio 2014, es
un simulador que ofrece una interfaz en 3-D (Tres Dimensiones) de onda completa, que
se fundamenta en la técnica de análisis numérico FIT (Finite Integration in Technique)
[81,82].
CST Microwave Studio 2014 incluye una librería con numerosos tipos de materiales para
permitir una gran variedad se simulaciones de fenómenos. Estos materiales pueden ser
de tipo dieléctricos, metales con pérdidas, aniso-trópicos, dependientes del tiempo,
dependientes de la temperatura, entre otros [81]. Sin embargo, debido a la existente
cantidad de materiales posibles a utilizar, CST permite la creación de un nuevo material,
donde se puede modelar el sustrato con gran precisión, debido a la inclusión de
parámetros eléctricos, mecánicos, térmicos, entre otros. Para este desarrollo se realizó la
creación de los sustratos teniendo presente la hoja de datos del FR4 y los polímeros PET
y acetato, y los parámetros dieléctricos calculados anteriormente.
En las simulaciones realizadas se empleará el módulo CST Microwave Studio,
herramienta que permite la simulación precisa de dispositivos de alta frecuencia en áreas
de aplicación como las microondas, RF, y EMC / EMI [81]. Los diseños de las antenas
estarán en el modo frequency domain solver. El mallado será de tipo hexaédrica de 25
líneas por longitud de onda, con un mallado inferior mínimo de 10 líneas. Adicionalmente,
se hace uso de la función subgridding, que permite obtener un número de celdas mayor
en las cercanías a la antena donde el campo electromagnético es más intenso, y reduce
la cantidad de celdas en los espacios donde exista mínima o nula interacción con estos.
Esto permite optimizar el tiempo de simulación y los resultados obtenidos.
Las condiciones de contorno de la caja (boundary conditions) serán del tipo open (add
space), ya que la condición que se impone en los límites del substrato es un abierto con
espacio añadido. Dentro de las opciones ofrecidas existe también open, pero converge
más lento que lo ocurrido con open (add space) [82].
62 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Se fundamenta el diseño de la antena con el sustrato FR4 inicialmente, por tratarse de un
sustrato muy conocido comercialmente para el desarrollo de antenas planares.
Posteriormente, y tomando como fundamento los resultados obtenidos con el sustrato
FR4, se diseña la antena con el sustrato PET y láminas de acetato como principio de
comparación de los parámetros obtenidos. Las propiedades dieléctricas de los sustratos
para este proceso se calcularon en la sección 2.3.
Se estableció el alto de la antena (h) como una medida aleatoria para determinar la
longitud máxima que debería tener la antena, y establecerse dentro de la esfera
imaginaria descrita por Wheeler. Esto garantiza que la antena diseñada pueda ser
considerada eléctricamente pequeña.
Debido a que , se calculó el valor del radio máximo que debe tener la esfera
descrita por Wheeler, permitiendo determinar el ancho máximo de cada monopolo de la
antena4. El resultado obtenido se desarrolló haciendo uso de la Ecuación (3.2) y
Ecuación (3.4).
⁄
(3.1)
⁄ (3.2)
⁄ (3.3)
√ (3.4)
(3.5)
4 La representación utilizada para las dimensiones se presentan en la sección 1.2.6 y en la Figura
1-23.
Diseño y simulación de una MLA 63
Los parámetros y dimensiones iniciales para el diseño de la antena se presentan en la
Tabla 3-1.
Tabla 3-1: Parámetros físicos iniciales para el diseño de la antena.
Parámetros Medida / Tipo
Características del elemento radiante
Alto de la antena (h) 10mm
Ancho de la antena (b) 1mm
Largo de la antena (s) <103mm
Espesor del conductor 0.12mm
Material del conductor Cobre
Características del sustrato
4.4
Espesor del sustrato 1.2mm
Requerimientos generales de diseño
Frecuencia de resonancia (f0) 915MHz
Impedancia de entrada ( ) 50Ω
3.1 Simulación de los diseños realizados para una MLA
Se realiza un diseño inicial aproximado a la longitud de un dipolo eléctrico en el vacío
(0.164m) utilizando la técnica de miniaturización a través de línea de meandro con
vueltas (n) de igual longitud tanto horizontal como verticalmente. Este primer diseño sirve
como punto de partida para alcanzar la frecuencia de resonancia adecuada para este
desarrollo, y permite determinar los cambios presentados en los parámetros de la antena
cuando se modifican las dimensiones y características de la misma.
3.1.1 Resultados obtenidos para el primer diseño
En la primera antena diseñada (ver Figura 3-1) se realizaron “dobleces” del material
conductor en longitudes iguales (10mm), obteniendo un total de 4 vueltas (2 en cada
monopolo). Las dimensiones de la antena diseñada se consignan en la Tabla 3-2.
64 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 3-1: Primer diseño de una MLA con uso del software de simulación CST
Microwave Studio.
Tabla 3-2: Longitud de los diferentes segmentos de la antena diseñada.
Segmento Longitud [mm]
10
10
10
3
77
En este diseño se tuvo presente la simetría en cada monopolo, que tiene una longitud
total de 80 mm cada uno (de acuerdo a los valores mostrados en la Tabla 3-2), lo cual es
muy aproximado al valor calculado para la antena dipolo (82 mm por monopolo), los dos
milímetros faltantes se omitieron debido a que modificaba la simetría presente en cada
vuelta de la antena; la longitud total de la antena está por debajo de los 103 mm
determinados en la Tabla 3-1, cumpliendo con los criterios de una antena eléctricamente
pequeña.
Los resultados obtenidos a través del simulador, corresponden a la frecuencia central de
operación de la antena diseñada, el patrón de radiación, la ganancia, la directividad, el
ancho de banda y la impedancia de la antena.
En la Figura 3-2 se muestran, respectivamente, las pérdidas por retorno en función de la
frecuencia y los patrones de ganancia para el diseño 1. Se obtuvo la frecuencia de
resonancia de la antena (frecuencia central de operación), así como también el ancho de
banda (BW) de esta. El ancho de banda se calculó a partir de la diferencia entre las
frecuencias a -10dB (puntos 1 y 2 presentes en la Figura 3-2).
Diseño y simulación de una MLA 65
Figura 3-2: Parámetro S del primer diseño simulado en CST Microwave Studio.
En la Figura 3-3, se muestra el patrón de radiación de la antena simulada, en este, se
puede observar un tipo de radiación omnidireccional generado por la antena. La imagen
presentada, se muestra la ganancia en un plano polar, donde se observa los lóbulos
generados (color rojo) y el vector de directividad (color azul), así como su patrón de
radiación. En la Tabla 3-3, se presentan los resultados de cada uno de los parámetros
obtenidos en la simulación.
La frecuencia de resonancia presentada en la simulación de la antena diseñada, muestra
una magnitud 148.8 MHz por encima del parámetro de diseño solicitado. La ganancia y el
ancho de banda, presentan magnitudes apropiadas para las determinadas en tags RFID
comerciales, de acuerdo a lo reportado en [23].
Tabla 3-3: Resultados de la simulación del primer diseño en CST Microwave Studio.
Parámetro Medida
1063.8 MHz
-13.96 dB
2.78 dB
1.99 dBi
33.41 + j2.11 Ω
62.1 MHz
66 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 3-3: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia del primer diseño
simulado en CST Microwave Studio.
3.1.2 Resultados obtenidos para el segundo diseño
Para el diseño de esta antena se conservaron las dimensiones descritas en la Tabla 3-2
(sección 3.1.1), los parámetros presentados en la Tabla 3-1 y la simetría de los
monopolos involucrados en la misma. Los cambios presentados en este diseño
corresponden a dos segmentos, uno vertical y otro horizontal de igual longitud
adicionados a cada monopolo, como se muestra en la Figura 3-4.
Las dimensiones de cada uno de los segmentos presentes en la antena diseñada se
consignan en la Tabla 3-4.
Figura 3-4: Segundo diseño de una MLA con uso del software de simulación CST
Microwave Studio.
Diseño y simulación de una MLA 67
Tabla 3-4: Longitud de los diferentes segmentos de la antena diseñada.
Segmento Longitud [mm]
10
10
En este diseño se tuvo una longitud total de 100 mm en cada monopolo (de acuerdo a los
valores adicionales mostrados en la Tabla 3-4), y una longitud (s) de 96 mm. La longitud
total de la antena está por debajo de los 103 mm determinados en la Tabla 3-1,
cumpliendo con los criterios de una antena eléctricamente pequeña.
En la Figura 3-5 se muestran, las pérdidas por retorno en función de la frecuencia y los
patrones de ganancia para el segundo diseño. Se obtuvo la frecuencia de resonancia de
la antena (frecuencia central de operación), así como también el ancho de banda (BW)
de esta, calculado de igual forma al primer diseño.
Figura 3-5: Parámetro S del segundo diseño simulado en CST Microwave Studio.
En la Figura 3-6, se muestra el patrón de radiación de la antena simulada, en este, se
puede observar un tipo de radiación omnidireccional generada por la antena. La imagen
presentada, muestra la ganancia en un plano polar con sus respectivos lóbulos (color
rojo) y el vector de directividad (color azul), así como su patrón de radiación. Estos
resultados son similares a los presentados en el primer diseño, debido a su proceso de
diseño.
68 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 3-6: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia del segundo diseño
simulado en CST Microwave Studio.
En la Tabla 3-5, se presentan los resultados de cada uno de los parámetros obtenidos en
la simulación.
Tabla 3-5: Resultados de la simulación del segundo diseño en CST Microwave Studio.
Parámetro Medida
892.8 MHz
-14.087 dB
1.76 dB
2.04 dBi
33.72 + j2.96 Ω
49.55 MHz
Los resultados obtenidos en la simulación para este diseño, muestran la frecuencia de
resonancia 22.2 MHz por debajo del parámetro de diseño solicitado. La ganancia y el
ancho de banda, presentan una reducción de 1.02 dB y 12.55 MHz, respectivamente, en
comparación al primer diseño, mostrando la afectación que se presenta en la antena a
medida que las dimensiones físicas aumentan.
Diseño y simulación de una MLA 69
3.1.3 Resultados obtenidos para el tercer diseño
Para este diseño, se puede identificar que la longitud total de cada monopolo afecta
directamente la frecuencia de operación de la antena. Partiendo de este análisis, se
reduce el segmento , mostrado en la Figura 3-4, a 6.8 mm (ver Figura 3-7). Similar a lo
ocurrido en los anteriores diseños se conservan los parámetros presentados en la Tabla
3-1 y la simetría entre monopolos para evitar la afectación de la impedancia en la antena.
Figura 3-7: Tercer diseño de una MLA con uso del software de simulación CST
Microwave Studio.
En este diseño se tuvo una longitud total de 96.8 mm para cada monopolo, y una longitud
(s) de 96 mm. La longitud total de la antena está por debajo de los 103 mm determinados
en la Tabla 3-1, cumpliendo con los criterios de una antena eléctricamente pequeña.
En la Figura 3-8 se muestran, las pérdidas por retorno en función de la frecuencia y los
patrones de ganancia para el tercer diseño. Se obtuvo la frecuencia de resonancia de la
antena (frecuencia central de operación), así como también el ancho de banda (BW) de
la antena.
Figura 3-8: Parámetro S del tercer diseño simulado en CST Microwave Studio.
70 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
De igual forma a los anteriores diseños y simulaciones realizadas, el patrón de radiación
obtenido en esta simulación es omnidireccional. La Figura 3-9 presenta la ganancia en un
plano polar con sus respectivos lóbulos (color rojo) y el vector de directividad (color azul),
así como su patrón de radiación. Estos resultados son similares a los presentados en los
dos diseños anteriormente descritos. En la Tabla 3-6, se presentan los resultados de
cada uno de los parámetros obtenidos en la simulación.
Figura 3-9: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia del tercer diseño simulado
en CST Microwave Studio.
Tabla 3-6: Resultados de la simulación del tercer diseño en CST Microwave Studio.
Parámetro Medida
915 MHz
-14.048 dB
1.73 dB
2.04 dBi
33.57 + j2.26 Ω
51.2 MHz
Diseño y simulación de una MLA 71
Los resultados obtenidos en la simulación para este diseño, muestran la frecuencia de
resonancia en el parámetro de diseño solicitado. La ganancia, presentan una medida
muy similar a la obtenida en el segundo diseño de la antena MLA; con respecto al BW, se
evidencia un aumento de 1.65MHz este en el tercer diseño con respecto al segundo. En
la tercera simulación los cambios físicos realizados al diseño no generaron una gran
afectación a los parámetros evaluados, con respecto al segundo diseño.
Adicionalmente se desarrolló otro estilo de antena siguiendo los mismos criterios de
diseño presentados en la sección 1.2.6, con el fin de determinar cambios significativos en
los parámetros de la antena, con respecto a los diseños realizados anteriormente en esta
sección.
3.1.4 Resultados obtenidos para el cuarto diseño
Para este diseño, se modificó la longitud de los segmentos verticales a la mitad de forma
intercalada entre cada vuelta y se mantuvo un mismo tamaño para los segmentos
horizontales, como se aprecia en la Figura 3-10. Adicionalmente, se hizo un aumento al
número de vueltas referente a los 3 diseños anteriormente descritos, y se modificó el
segmento horizontal inicial.
Figura 3-10: Cuarto diseño de una MLA con uso del software de simulación CST
Microwave Studio.
Debido a la modificación de los segmentos, se puede encontrar cambios físicos
significativos que se relacionan directamente con la longitud total de cada monopolo
diseñado, dentro de estos cambios se tiene el número de vueltas (8 en total), y la longitud
(s) de la antena.
Con este diseño se busca determinar los cambios que pueden presentarse al modificar el
tamaño de los segmentos y el número de vueltas, conservando en todo momento la
simetría de los monopolos diseñados. Por otra parte, de acuerdo a la longitud de la
72 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
antena (descrito en la Tabla 3-7), este nuevo diseño se encuentra por debajo del límite
de antena eléctricamente pequeña.
Las medidas de cada segmento, así como su longitud (s) se presentan en la Tabla 3-7.
Tabla 3-7: Longitud de los diferentes segmentos de la antena diseñada.
Segmento Longitud [mm]
5
6
10
6
9
3
91
Las pérdidas por retorno en función de la frecuencia presentado en la Figura 3-11
obtenido en la simulación, muestran un aumento de 30 MHz de la frecuencia de
resonancia de la antena. Adicionalmente, se generó una reducción de 3.01 MHz en el
BW, con respecto a la medida obtenida en la simulación del tercer diseño.
Figura 3-11: Parámetro S del cuarto diseño simulado en CST Microwave Studio.
Diseño y simulación de una MLA 73
En la Figura 3-12, se muestra el plano polar para esta simulación, se puede observar que
la antena tiene el mismo patrón de radiación omnidireccional que las anteriores
simulaciones. La ganancia de la antena simulada se mantuvo constante y presentó una
pérdida de energía radiada en el origen de la antena con respecto a los anteriores
diseños.
Figura 3-12: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia del cuarto diseño
simulado en CST Microwave Studio.
En la Tabla 3-8, se presentan los resultados de cada uno de los parámetros obtenidos en
la simulación.
Tabla 3-8: Resultados de la simulación del cuarto diseño en CST Microwave Studio.
Parámetro Medida
945 MHz
-13.15 dB
1.7 dB
2.0 dBi
32.1 + j2.42 Ω
48.21 MHz
74 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
3.1.5 Resultados obtenidos para el quinto diseño
En este diseño, se conservaron las dimensiones descritas en la Tabla 3-7 (sección 3.1.4)
a excepción del segmento que modifico su longitud de 9 mm a 11.2 mm. Se mantuvo
los parámetros presentados en la Tabla 3-1 y la simetría de los monopolos involucrados
en la antena. La antena diseñada se presenta en la Figura 3-13.
Figura 3-13: Quinto diseño de una MLA con uso del software de simulación CST
Microwave Studio.
En este diseño se tuvo una longitud total de 113.2 mm en cada monopolo, y una longitud
(s) de 91 mm. La longitud total de la antena está por debajo de los 103 mm determinados
en la Tabla 3-1, cumpliendo con los criterios de una antena eléctricamente pequeña.
En la Figura 3-14 se muestran, las pérdidas por retorno en función de la frecuencia y los
patrones de ganancia para el quinto diseño. Se obtuvo la frecuencia de resonancia de la
antena (frecuencia central de operación), así como también el BW de esta.
Figura 3-14: Parámetro S del quinto diseño simulado en CST Microwave Studio.
Diseño y simulación de una MLA 75
En la Figura 3-15, se presenta la ganancia en un plano polar con sus respectivos lóbulos
(color rojo) y el vector de directividad (color azul), así como su patrón de radiación
omnidireccional. Se puede evidenciar una mejor respuesta en la energía radiada cerca a
la antena, con respecto al cuarto diseño (sección 3.1.4), evidenciando una mejor
distribución de la misma.
Figura 3-15: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia del quinto diseño
simulado en CST Microwave Studio.
Los resultados de cada uno de los parámetros obtenidos en la simulación se muestran en
la Tabla 3-9.
Tabla 3-9: Resultados de la simulación del quinto diseño en CST Microwave Studio.
Parámetro Medida
915 MHz
-14.13 dB
1.66 dB
2.03 dBi
33.67 + j1.97 Ω
51.56 MHz
De los cinco diseños simulados anteriormente se puede encontrar que los parámetros
medidos en cada uno de ellos presentan similitudes en sus respuestas. Si se compara
76 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
los resultados obtenidos en los diseños 3 y 5, que cumplen con la frecuencia de
resonancia determinada inicialmente, se puede identificar que las características de las
mismas no influyen significativamente en sus parámetros medidos, sin embargo, la
complejidad de diseño puede representar un factor determinante para su selección.
Una vez conseguidos los parámetros determinados inicialmente, se procede a realizar los
diseños en los sustratos PET y láminas de acetato, tomando como base el tercer diseño
realizado con FR4. Los parámetros obtenidos en estos diseños permiten obtener puntos
de comparación pertinentes, para identificar la mejor respuesta en cuanto al cambio de
sustrato.
3.1.6 Resultados obtenidos del diseño de una MLA con sustrato PET
Para este proceso, se busca conservar las condiciones iniciales de diseño de forma que
pueda establecerse un punto de comparación entre los sustratos utilizados. Las
características del sustrato (calculados en la sección 2.3), sirvieron como base en la
simulación de la antena diseñada. Los parámetros físicos se consignan en la Tabla 3-10.
En el diseño de esta antena, se conservó varias de las dimensiones utilizadas en la
tercera antena (sección 3.1.3), realizando cambios en los segmentos iniciales ( ) y
finales de la misma ( ), como se muestra en la Figura 3-16. Se mantuvo la simetría de
los monopolos y el número de vueltas.
Figura 3-16: Antena diseñada con sustrato PET en el software de simulación CST
Microwave Studio.
Diseño y simulación de una MLA 77
Tabla 3-10: Parámetros físicos para el diseño de la antena con polímeros.
Parámetros Medida / Tipo
Características del elemento radiante
Alto de la antena (h) 10mm
Ancho de la antena (b) 0.8mm
Largo de la antena (s) <103mm
Espesor del conductor 0.12mm
Material del conductor Cobre
Características del sustrato
2.9
Espesor del sustrato 0.13mm
Las dimensiones de cada uno de los segmentos presentes en la antena diseñada se
consignan en la Tabla 3-11.
Tabla 3-11: Longitud de los diferentes segmentos de la antena diseñada.
Segmento Longitud [mm]
1.7
10
10
11.5
3
99.6
En este diseño se tuvo una longitud total de 101.5 mm para cada monopolo, y una
longitud (s) de 99.6 mm, estableciéndose como una antena eléctricamente pequeña por
presentar una longitud inferior a los 103 mm determinados en la Tabla 3-10.
En la Figura 3-17 se muestran, las pérdidas por retorno en función de la frecuencia y los
patrones de ganancia para este diseño. De este resultado se obtuvo la frecuencia de
resonancia de la antena y su ancho de banda (BW).
78 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 3-17: Parámetro S del diseño con sustrato PET simulado en CST Microwave
Studio.
La Figura 3-18 presenta la ganancia en un plano polar con sus respectivos lóbulos (color
rojo) y el vector de directividad (color azul), así como su patrón de radiación
omnidireccional. Los resultados obtenidos son similares a los presentados en los diseños
anteriores debido a las características de diseño y técnica utilizada.
Figura 3-18: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia en el diseño con sustrato
PET simulado en CST Microwave Studio.
Diseño y simulación de una MLA 79
Los resultados obtenidos en la simulación realizada se consignan en la Tabla 3-12.
Tabla 3-12: Resultados obtenidos de la simulación de la MLA con sustrato PET en CST
Microwave Studio.
Parámetro Medida
915 MHz
-17.7 dB
1.76 dB
2.04 dBi
38.59 + j1.79 Ω
57.5 MHz
Los resultados obtenidos en esta simulación, presentan cambios en las perdidas por
retorno pasando de -14,048dB a -17.7 dB, encontrando una mejor adaptación de la
antena a la fuente, reflejado en la impedancia de la misma. También, se encuentra un
aumento del ancho de banda de 6.3MHz. Los resultados pueden ser considerados de
importancia para los propósitos de la antena y el objetivo del diseño.
3.1.7 Resultados obtenidos del diseño de una MLA con láminas de acetato como sustrato
Este diseño, al igual que el presentado en la sección anterior (3.1.6), se rige por las
condiciones determinadas en la Tabla 3-10 y las propiedades dieléctricas calculadas en
la sección 2.3. El principal objetivo en este diseño, es la medición de los parámetros
electromagnéticos presentes en la antena y la comparación de estos con las anteriores
simulaciones.
En el diseño de esta antena, se conservó varias de las dimensiones utilizadas en la
tercera antena (sección 3.1.3), realizando cambios en los segmentos iniciales ( ) y
finales de la misma ( ), como se muestra en la Figura 3-19. Se mantuvo la simetría de
los monopolos y el número de vueltas.
80 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Figura 3-19: Antena diseñada con lámina de acetato como sustrato en el software de
simulación CST Microwave Studio.
Las dimensiones de cada uno de los segmentos presentes en la antena diseñada se
consignan en la Tabla 3-13.
Tabla 3-13: Longitud de los diferentes segmentos de la antena diseñada.
Segmento Longitud [mm]
1.8
10
10
11.5
3
99.6
La antena diseñada, es considerada eléctricamente pequeña, por encontrarse dentro de
las dimensiones calculadas para este fundamento (Tabla 3-10). La longitud de la antena
es de 99.6 mm, y la dimensión de cada monopolo es de 101.5 mm.
Dentro de los parámetros analizados en la simulación se encuentran el ancho de banda,
la frecuencia de resonancia, las pérdidas por retorno, el patrón de radiación, la ganancia,
y la directividad, los cuales se obtienen de las respuestas generadas en la simulación de
la antena, y se muestran en el parámetros S (ver Figura 3-20) y el plano polar de
radiación, presentado en la Figura 3-21.
Diseño y simulación de una MLA 81
Figura 3-20: Parámetro S del diseño realizado con láminas de acetato como sustrato de
la antena simulado en CST Microwave Studio.
Figura 3-21: Plano polar del patrón de radiación de la ganancia en el diseño con láminas
de acetato como sustrato simulado en CST Microwave Studio.
Los resultados de cada parámetro obtenidos en la simulación se consignan en la Tabla 3-
14.
82 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Tabla 3-14: Resultados obtenidos de la simulación en CST Microwave Studio de la MLA
con láminas de acetato como sustrato.
Parámetro Medida
915 MHz
-17.75 dB
1,76 dB
2.04 dBi
38.64 + j1.7 Ω
57.56 MHz
En los resultados obtenidos para la antena diseñada sobre láminas de acetato como
sustrato de la misma, genero una magnitud en los parámetros evaluados similares a los
obtenidos en la simulación realizada en la sección 3.1.6. Se puede evidenciar, aumentos
significativamente bajos en el ancho de banda e impedancia de la antena.
Las antenas diseñadas tanto para un sustrato FR4, como para los polímeros flexibles
utilizados, muestran diferencias significativas producidas por las propiedades dieléctricas
del material, encontrando con ello, variación en los parámetros medidos en relación a la
eficiencia de la antena. Sin embargo, los procesos de diseño realizados permiten
identificar la relación existente entre las características físicas e intrínsecas presentadas
en una MLA, con los resultados a obtener.
En la Tabla 3-15 se muestra un cuadro comparativo con los diferentes parámetros
electromagnéticos obtenidos en cada uno de los diseños realizados. De esta, se puede
observar que se obtuvo mejores resultados (no significativos), en la frecuencia de
operación deseada, con los polímeros utilizados para el diseño de la antena, puesto que
se genera un aumento en el ancho de banda, aproximadamente de 6 MHz, y un mayor
acoplamiento con la fuente de alimentación, encontrando una pequeña variación
favorable en la impedancia de la antena.
Diseño y simulación de una MLA 83
Tabla 3-15: Cuadro comparativo de los parámetros electromagnéticos obtenidos en los
diferentes diseños realizados.
Parámetro
Diseño
[ ] [ ] [ ] [ ] [ ] [ ]
Medida
FR4 - 1 1063.8 -13.96 2.78 1.99 33.41+j2.11 62.1
FR4 - 2 892.8 -14.087 1.76 2.04 33.72+j2.96 49.55
FR4 - 3 915 -14.048 1.73 2.04 33.57+j2.26 51.2
FR4 - 4 945 -13.15 1.7 2.0 32.1+j2.42 48.21
FR4 - 5 915 -14.13 1.66 2.03 33.67+j1.97 51.56
PET 915 -17.7 1.76 2.04 38.59+j1.79 57.5
Lám. Acetato 915 -17.75 1,76 2.04 38.64 + j1.7 57.56
Los resultados expuestos en la Tabla 3-15 permite evidenciar que el diseño con
polímeros como sustrato presentan características similares en cuanto al resultado
obtenido de sus parámetros electromagnéticos, encontrando una leve mejoría en la
lámina de acetato. Sin embargo, es claro destacar que de acuerdo a lo reportado por el
fabricante, el PET presenta mejores condiciones frente a rayos UV (buena), absorción de
húmeda (< 0.7%), temperatura máxima soportada (170°C), agentes químicos (buena),
entre otros, en comparación a las propiedades de la lámina de acetato.
Tabla 3-16: Cuadro comparativo entre los parámetros electromagnéticos obtenidos con
los polímeros y antenas diseñadas por otros autores.
Parámetro
Diseño
[ ] [ ] [ ] [ ]
Medida
PET 915 -17.70 1.76 57.50
Lám. Acetato 915 -17.75 1,76 57.56
A. Salama (2008) [83] 915 -12.75 1.97 36.00
H. Kimouche (2011) [84] 915 -20.00 1.11 50.00
A. Ennajih (2017) [85] 915 -35.00 1.80 32.80
Se puede evidenciar muy buenos resultados en los parámetros obtenidos con las
antenas diseñadas sobre sustrato polimérico y las antenas diseñadas por los autores
84 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
mencionados en la Tabla 3-16. El parámetro más destacable de los resultados expuestos
tiene que ver con el ancho de banda, encontrando que el mismo es superior en
comparación a los diseños presentados por los autores en mención.
3.2 Variación de las dimensiones de los monopolos de las antenas.
Uno de los propósitos al desarrollar cada uno de estos diseños, fue el de lograr una
antena que cumpliera con los requisitos propuestos al inicio de su construcción y que
además permitiera ser un punto de referencia para determinar las diferentes variaciones
ocurridas en sus parámetros cuando se realizan modificaciones en sus longitudes y
características de diseño. Se utilizó el tercer diseño realizado y analizado en la sección
3.1.3, para realizarle cambios de longitud a los segmentos horizontales (w) y verticales
(h), así como también en el ancho del conductor (b) y en la permitividad relativa del
sustrato ( ).
En la Figura 3-22, se muestra la magnitud de las pérdidas por retorno frente a las
diferentes variaciones realizadas. En la figura se puede observar la frecuencia de
resonancia de cada una de las antenas simuladas con su respectiva variación, también
se presenta su magnitud y ancho de banda. Los demás parámetros se muestran en la
Tabla 3-17.
Tabla 3-17: Resultados de la simulación de cada variación realizada a la antena en CST
Microwave Studio.
Variación
[MHz] [dB]
[dB]
[dBi]
[Ω]
[MHz]
899.01 -13.31 1.93 2.04 32.47+j3.29 45.34
931.50 -13.99 1.88 2.03 33.57+j3.02 52.49
935.91 -14.47 1.81 2.04 34.31+j2.85 52.49
897.80 -12.93 1.95 2.05 31.79+j3.06 43.60
940.83 -14.64 1.84 2.03 34.60+j3.10 55.51
883.90 -13.01 1.96 2.04 31.97+j3.40 44.20
980.90 -12.92 1.87 2.00 31.68+j2.28 49.30
856.44 -15.37 2.29 2.08 35.51+j1.60 52.36
Diseño y simulación de una MLA 85
Figura 3-22: Parámetro S para cada variación realizada al tercer diseño de la MLA.
Para el caso donde w aumente 1mm por encima de la medida base, se puede observar
que la frecuencia de resonancia disminuye drásticamente referente a la frecuencia inicial
(915 MHz), aunque se observa también que su adaptabilidad es mejor, puesto que la
pérdida por retorno aumenta (negativamente) con respecto a la antena base (-14.048
dB). Por otra parte, cuando el valor de w disminuye, la frecuencia de resonancia de la
antena aumenta drásticamente y su perdida por retorno disminuye (negativamente),
determinándose que la impedancia característica entre estas dos antenas cambia de
forma significativa.
También, se puede observar en la Tabla 3-17 que para una mayor longitud de h la
frecuencia de resonancia y su perdida por retorno disminuye un poco referente al diseño
86 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
original, lo cual afecta directamente la impedancia de la antena y su adaptabilidad con la
fuente. Caso contrario sucede cuando el valor de h disminuye, pues en este, la
frecuencia de resonancia y su perdida por retorno se ven aumentadas, obteniendo una
mejor adaptabilidad que se ve reflejada en su impedancia característica.
Las simulaciones para diferentes longitudes de b, muestran que la variación de la
frecuencia de resonancia es aproximadamente 16 MHz de diferencia con respecto a la
referencia, obteniendo un aumento de la frecuencia central de trabajo cuando el ancho
del conductor aumenta, y viceversa. También, puede identificarse que las pérdidas por
retorno de las dos antenas simuladas, se encuentran por debajo de la referencia
utilizada, lo cual, provocaría una leve reducción en la impedancia de cada una de estas
antenas.
En los resultados obtenidos para la modificación de r se obtuvo un aumento relativo de
la frecuencia de resonancia cuando r disminuye, y disminuye este parámetro cuando la
r aumenta. El cambio más significativo se encuentra en la magnitud, puesto que
presenta una mejor adaptabilidad de la antena con la fuente cuando r es menor,
significando un aumento en el valor de la impedancia de la antena. Además, la ganancia
para cada antena se encuentra por encima de la ganancia de referencia, siendo este
valor más alto para el r mayor.
4. Conclusiones y recomendaciones
4.1 Conclusiones
Se puede observar que la adaptación de la MLA presenta mejores características a
medida que los segmentos verticales disminuyen y los horizontales aumentan, tendiendo
a un dipolo eléctrico.
El cambio de las longitudes o las características del sustrato, pueden variar
significativamente los resultados obtenidos en la antena. Esto se pudo demostrar en las
modificaciones realizadas a las medidas de la antena tomada como referencia, donde,
cada cambio representaba nuevos parámetros en esta, generando un enfoque más
apropiado para el proceso de optimización requerido en este tipo de antenas.
En cada una de las simulaciones descritas en el trabajo, la antena presenta una
reactancia inductiva en todas sus configuraciones debido a la auto-inducción generada
entre los segmentos verticales de la antena. Por esto el diseño de cada una de las
configuraciones realizadas presenta simetría en los bucles o vueltas y en los monopolos
en general, lo cual permitió compensar este parámetro inductivo con las capacitancias
parásitas formadas en los meandros.
Los resultados obtenidos en el diseño de la antena sobre un sustrato polimérico flexible
permiten determinar una antena con una baja impedancia reactiva, logrando así obtener
la mayor transferencia de energía radiada.
El diseño de antenas línea de meandro trae consigo grandes retos y pocas herramientas
a utilizar. Esto, debido a la poca información suministrada en bases de datos, que
relacione los parámetros buscados en la antena con los aspectos cuantitativos de diseño.
88 Diseño de antenas planares para tags RFID pasivos en bandas
UHF sobre sustrato polimérico con características de flexibilidad y
transparencia para la aplicación en sistema de transporte inteligente
Los parámetros obtenidos en las diferentes simulaciones realizadas a la antena, cumplen
con los criterios de diseño descritos en el estándar ISO/IEC 18000-6C, en cuanto a
frecuencia de operación y ancho de banda. Logrando mantenerse dentro del rango de
frecuencia establecido.
Basado en los dos sustratos utilizados en este proyecto, se puede determinar que el PET
presenta mejores características físicas y químicas, además de presentar resultados
equivalentes a los obtenidos por la lámina de acetato.
4.2 Recomendaciones
Establecer un modelo de una antena línea de meandro, que relacione los parámetros de
la antena como ganancia, ancho de banda, y/o frecuencia de resonancia con las
características físicas de la misma.
Construir la antena diseñada en este trabajo de tesis, para implementarle un microchip a
través de las técnicas de acople de impedancias descritas en este documento, y
realizarle pruebas físicas de velocidad de respuesta y distancia de captación.
Diseñar un sistema RFID en el campus de la Universidad Nacional de Colombia, e
Implementar en automotores, tags RFID pasivos basados en el diseño presentado, con el
propósito de contribuir en el desarrollo de aplicaciones para sistemas de transporte
inteligente.
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