Volume 19 † Número 2 † 2014

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2014

Volume 19 • Número 2 • 2014

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116 Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.115-212, mar./mai.2014

© 2014, SobraepComitê Editorial da Revista Eletrônica de Potência (período de vigência Janeiro de 2014 a Dezembro de 2015)

Carlos Alberto Canesin UNESP – Ilha Solteira (SP)Fernando Luiz Marcelo AntunesUFC – Fortaleza (CE)João Onofre Pereira PintoUFMS – Campo Grande (MS)Richard M. Stephan UFRJ – Rio de Janeiro (RJ)

DiretoriaPresidente: Henrique A. C. Braga – UFJFVice-Presidente: Cassiano Rech – UFSMPrimeiro Secretário: André Augusto Ferreira – UFJFSegundo Secretário: Cláudio Roberto Barbosa Simões Rodrigues – IF Sudeste MGTesoureiro: Pedro Gomes Barbosa – UFJF

Conselho DeliberativoAlexandre Ferrari de Souza Arnaldo José Perin – UFSCCarlos Alberto Canesin – UNESPDarizon Alves De Andrade – UFUDenizar Cruz Martins – UFSCDomingos S. L. Simonetti – UFESEnio Valmor Kassick – UFSC Fernando Luiz Marcelo Antunes – UFCHenrique A. C. Braga – UFJFHumberto Pinheiro – UFSMJoão Onofre Pereira Pinto – UFMSJosé Antenor Pomilio – UNICAMPLeandro Michels – UFSMMarcello Mezaroba – UDESCRichard Magdalena Stephan – UFRJSérgio Vidal Garcia Oliveira – UDESCYales Rômulo De Novaes – UDESC

Endereço da DiretoriaSOBRAEPProf. Henrique A. C. BragaPrograma de Pós-graduação em Engenharia Elétrica – PPEEFaculdade de Engenharia Universidade Federal de Juiz de Fora – UFJF Rua José Lourenço Kelmer, S/N - Bairro São Pedro CEP 36.036-900 , Juiz de Fora (MG)Fone: +55(32)2102-3458E-mail: henrique.braga@ufj f.edu.br

SOBRAEP - http://www.sobraep.org.br/revista/

Eletrônica de PotênciaEditorProf. Cassiano RechAvenida Roraima, 1000 – UFSM / CT / DPEEBairro: CamobiCEP: 97105-900Santa Maria – RS – Brasil Telefone: (55) 3220-9497 Fax: (55) 3220-8768E-mail: [email protected]

Eletrônica de Potência é distribuída gratuitamente a todos os sócios da SOBRAEP.

Tiragem desta edição: 300 exemplares.

Edição impressa em Junho de 2014.

Eletrônica de Potência/Associação Brasileira de Eletrônica de Potência. Vol. 1, n. 1 (jun. 1996) – Santa Maria: Sobraep, 1996 –

Trimestral

Até o v. 10, 2005, publicada semestralmente. Até o v. 12, 2007,publicada quadrimestralmente. Passou a ser trimestral em 2008. ISSN 1414 -8862

1. Eletrônica de Potência – Periódicos.

CDD 621.381

117Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.215-212, mar./mai.2014

Corpo de Revisores desta edição de Eletrônica de Potência

A SOBRAEP e os Editores da revista Eletrônica de Potência agradecem os revisores de artigos desta edição. São estes revisores que possuem a responsabilidade principal de garantir a qualidade técnica e científi ca dos artigos publicados. Expressamos o reconhecimento aos valorosos serviços prestados à revista Eletrônica de Potência.

Revisores InstituiçãoAlessandro Luiz Batschauer UDESCCarlos Henrique Illa Font UTFPRCláudio Roberto Barbosa Simões Rodrigues IF Sudeste de Minas Gerais - Campus Juiz de ForaCristian Hernán de Angelo UNRC - Universidad Nacional de Río Cuarto - ArgentinaDemercil S. Oliveira Jr. UFCEdilson Mineiro Sá Jr. IFCE - Campus SobralFabrício Bradaschia UFPEFabricio Hoff Dupont URIFernando Pinhabel Marafão UNESP SorocabaGustavo Medeiros de Souza Azevedo UFPEHélio Voltolini UTFPRIvan Jorge Gabe IFRSJanaína Gonçalves de Oliveira UFJFKefas Damazio Coelho ABB MV DrivesLenin Martins Ferreira Morais UFMGLuciano Schuch UFSMLuís Guilherme Barbosa Rolim UFRJLuiz Carlos de Freitas UFULuiz Henrique Silva Colado Barreto UFCMarcelo Aroca Tomim UFJFMarcelo Gradella Villalva UNICAMPMarcelo Lobo Heldwein UFSCMárcio do Carmo Barbosa Poncilio Rodrigues IF Sudeste de Minas GeraisMaurício Beltrão de Rossiter Correa UFCGMilton Evangelista De Oliveira Filho UFSCPedro Gomes Barbosa UFJFPedro Machado de Almeida UFJFRafael Concatto Beltrame UFSMRichard Magdalena Stephan UFRJRuben Barros Godoy UFMSTelles Brunelli Lazzarin UFSCTh iago Bernardes UFSMYales Rômulo de Novaes UDESC


ISSN 1414-8862Eletrônica de Potência

Volume 19 - número 2 – mar./mai.2014 SumárioSummary

Editorial 119

Política Editorial 120

Artigos da Seção RegularREGULAR SECTION

Estratégia de Conexão à Rede Elétrica do Gerador a Relutância Variável para Injeção de Potência Ativa 121A Grid Connection Scheme of a Switched Reluctance Generator for Active Power Injection Ghunter Paulo Viajante, Darizon Alves de Andrade, Luciano Coutinho Gomes, Josemar Alves dos Santos Junior, Victor Regis Bernadeli e Augusto. W. F. V. Silveira

Filtro Híbrido de Potência Baseado no Inversor de Dois Braços com Seis Chaves 132Hybrid Power Filter Based on a Six-Switch Two-Leg Inverter Leonardo Rodrigues Limongi, Luiz Guilherme Batista Genu, Luis Rodrigues da Silva Filho, Fabricio Bradaschia e Gustavo Medeiros de Souza Azevedo

Controle de Posição de um Motor Linear de Primário Curto em Sistemas de Transporte e Processamento de Materiais 142Position Control of a Short Primary Linear Motor Drive Applied in Material Transfer and Processing LinesTobias Rafael Fernandes Neto, Peter Mutschler, Ricardo Silva Th é Pontes e Victor de Paula Brandão Aguiar

Controle da Potência Gerada em Microrredes Autônomas e Isoladas com Fontes de Energia Renováveis e Sistema de Armazenamento com Bancos de Baterias 152Power Control in ac Autonomous and Isolated Microgrids With Renewable Energy Sources and Battery BanksLuiz Antonio de Souza Ribeiro, José Gomes de Matos e Felipe Simões Freitas Sistema de Iluminação com Controle de Intensidade Luminosa Baseado em LEDs Utilizando Conversor Integrado SEPIC-Buck com Reduzido Capacitor de Barramento 163Dimmable Single-stage Sepic-buck Converter for Led Lighting With Reduced Storage CapacitorMarcelo Rafael Cosetin, Th aís Ertmann Bolzan, Eduardo Arthur Bitencourt, Marcelo Freitas da Silva, José Marcos Alonso e Ricardo Nederson do Prado

Técnica de Modulação Aplicada na Redução de DHT em Inversor Multinívelcom Capacitor Flutuante de Três Níveis 173Modulation Technique Applied for THD Reduction in 3-level Flying Capacitor Multilevel InverterDavi Rabelo Joca, Luiz Henrique Silva Colado Barreto e Gustavo Alves de Lima Henn

Modulação por Largura de Pulso Escalar Generalizada para Inversores Nove-chaves 181A Generalized Scalar Pulse-width Modulation for Nine-switch InvertersLeonardo Rodrigues Limongi, Fabricio Bradaschia, Felipe Correa de Andrade e Gustavo Medeiros de Souza Azevedo

Conexão de Veículos Elétricos à Rede de Energia Elétrica para Recarga de Baterias: Uma Visão Geral 193Grid Connection of Electric Vehicles for Battery Charging: A SurveyMárcio do Carmo Barbosa Poncilio Rodrigues, Janaína Gonçalves de Oliveira, André Augusto Ferreira, Pedro Gomes Barbosa e Henrique Antônio Carvalho Braga

119Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.215-212, mar./mai.2014 119

EDITORIAL REVISTA ELETRÔNICA DE POTÊNCIA

Maio de 2014

Prezados leitores,

Este segundo número da Revista Eletrônica de Potência é o primeiro que tem artigos submetidos no ano de 2014 e que, portanto, estão sob minha responsabilidade como Editor Geral. Destaco que o tempo desde a submissão desses artigos no ano de 2014 até a sua publicação foi inferior a seis meses, indicando que a Revista Eletrônica de Potência pode ser um veículo ágil para publicação de trabalhos de qualidade na área de eletrônica de potência.

Nesse curto período de tempo como editor, foi possível observar algumas facilidades e difi culdades relacionadas aos processos de submissão, revisão e publicação dos trabalhos. Nesse sentido, algumas ações já estão sendo discutidas e realizadas para aperfeiçoar esses processos, tal como pequenas atualizações nos templates que orientam os autores na preparação dos trabalhos para publicação na Revista Eletrônica de Potência, que estão sendo fi nalizadas e divulgadas nos próximos dias.

Paralelamente a essas ações e ao trabalho de edição da Seção Regular, gostaria de salientar que está ocorrendo a revisão dos artigos selecionados pelo Comitê Técnico do COBEP’2013 para publicação de uma seção especial no próximo número da Revista Eletrônica de Potência. Desde já, gostaria de agradecer aos editores da seção especial dos artigos selecionados do COBEP’2013, professores Mário Lúcio da Silva Martins e Henrique Braga, pelo incessante trabalho na condução desse processo.

Por fi m, agradeço a todos que têm me auxiliado nesse importante trabalho, em especial aos revisores dos artigos publicados nesse número, e desejo a todos uma excelente leitura.

Cassiano RechEditor

[email protected]


Política Editorial da Revista Eletrônica de PotênciaA revista Eletrônica de Potência é uma publicação com periodicidade trimestral. Sua Missão principal é a promoção do desenvolvimento científi co e tecnológico da Eletrônica de Potência,

em vinculação com os interesses da sociedade brasileira. Os trabalhos publicados na revista devem ser sempre resultados de pesquisas que demonstrem real contribuição e qualidades técnica e científi ca.

A revista Eletrônica de Potência é um meio adequado através do qual os membros da SOBRAEP (Sociedade Brasileira de Eletrônica de Potência) e demais especialistas em Eletrônica de Potência podem publicar suas experiências e atividades de pesquisas científi cas. O Conselho Editorial tem grande interesse na submissão e avaliação de artigos completos nas áreas de interesse da sociedade. Um artigo é um veículo adequado para a apresentação e divulgação dos trabalhos e pesquisas de relevância para a Eletrônica de Potência, incluindo os avanços no estado da arte, importantes resultados teóricos e experimentais, e demais informações de relevância tutorial.

Os artigos são submetidos e avaliados de forma totalmente eletrônica, por três revisores ad-hoc, através do sistema iSOBRAEP. Os autores devem submeter seus artigos através do sistema iSOBRAEP na seguinte URL: http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista/

Através do sistema iSOBRAEP os autores poderão ainda acompanhar todo o processo de revisão de suas submissões. Observa-se que os artigos deverão ser submetidos unicamente no formato PDF e deverão estar em conformidade com as Normas de Publicação da Revista.

A Aceitação Final do artigo somente ocorrerá se o mesmo estiver plenamente em conformidade com as Normas de Publicação divulgadas no sistema iSOBRAEP e publicadas em todas as edições da revista. Uma lista das principais áreas de interesse da SOBRAEP inclui os seguintes tópicos (outros tópicos de interesse poderão ser avaliados pelo Conselho Editorial):

Dispositivos Semicondutores de Potência, Componentes Passivos e Magnéticos;Conversores CC/CC e Fontes de Alimentação CC;Inversores e Retifi cadores para Fontes de Alimentação e Sistemas de Alimentação Ininterrupta;Armazenamento de Energia;Máquinas Elétricas, Acionamento de Motores Elétricos e Controle de Acionamento;Teoria de Controle Aplicada a Sistemas Eletrônicos de Potência;Modelagem Assistida por Computador, Análise, Projeto E Síntese de Sistemas Eletrônicos de Potência;Qualidade de Energia, Compensação de Harmônicos e Potência Reativa, Retifi cadores com Correção

do Fator de Potência;Qualidade de Energia, Compatibilidade Eletromagnética e Interferência Eletromagnética;Eletrônica de Potência em: Geração, Transmissão, Distribuição de Energia e Fontes Alternativas;Aplicações Automotivas, Aeroespacial, em Transportes e em Aparelhos Eletro-eletrônicos;Integração, Encapsulamento e Módulos;Aplicações de Controle Digital com: Microcontroladores, DSPs; FPGAs, etc;Reatores Eletrônicos para Lâmpadas;Educação em Eletrônica de Potência.

121Eletrôn. Potên., Campo Grande, v. 19, n.2, p.121-131, mar./mai.2014 121

ESTRATÉGIA DE CONEXÃO À REDE ELÉTRICA DO GERADOR A RELUTÂNCIA VARIÁVEL PARA INJEÇÃO DE POTÊNCIA ATIVA

*G.P.Viajante, D.A.Andrade, L.C.Gomes, J.A. Santos Jr, V. R. Bernardeli, A. W. F. V. Silveira, M.A.A.

Freitas e F. S. Silva. Universidade Federal de Uberlândia.

*Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia de Goiás. [email protected], [email protected]

Resumo – Este artigo relata resultados de uma

pesquisa no contexto das possibilidades de geração distribuída. Uma estratégia para injetar potência ativa na rede de alimentação é discutida e testada. A energia proveniente de uma fonte mecânica é convertida em energia elétrica utilizando um Gerador a Relutância Variável. A tensão gerada alimenta um barramento CC e é controlada em malha fechada. Um conversor CC-CA faz a interface do gerador com uma rede elétrica monofásica, onde o sincronismo é obtido através de Phase Locked Loop (PLL). O fator de potência unitário é alcançado com uma malha de controle da corrente injetada por meio de um controlador Proporcional Ressonante (P+RES). A Modelagem matemática dos elementos do sistema apresentado é utilizada na simulação de todo o conjunto. A montagem experimental utilizada para testes de bancada é descrito. Resultados simulados e experimentais são discutidos, comparados e mostram a viabilidade da proposta. 1

Palavras-Chave – Gerador a Relutância Variável, Conexão com a rede elétrica, Controle de Tensão Gerada.

A GRID CONNECTION SCHEME OF A

SWITCHED RELUCTANCE GENERATOR FOR ACTIVE POWER INJECTION

Abstract –This paper reports achievements of a research in the context of distributed generation possibilities. A strategy to inject active power into the mains network is discussed and tested. The energy from a generic alternative source is converted into electrical energy using a switched reluctance generator. The generated voltage feeds a DC link and is closed loop controlled. The DC-AC converter interfaces the generator with a single-phase network, where synchronism with AC side is obtained using a phase locked loop arrangement, and the transmission unity power factor is achieved with a current control loop by means of a P+RES controller. Mathematical modeling of the system elements is presented and used in the simulation of the whole generation and transmission system. The experimental setup used for bench tests is described. Simulated and experimental results included

1 Artigo submetido em 16/09/2013. Primeira revisão em 23/01/2014, segunda revisão em 28/04/2014. Aceito para publicação em 28/04/2014, por recomendação do Editor Henrique A. C. Braga.

are discussed, compared and show the viability of the proposal.

1 Keywords - Switched Reluctance Generator, Voltage

Control Generated and Grid Connection.

I. INTRODUÇÃO

O Gerador a Relutância Variável (GRV) tem sido gradualmente empregado em aplicações de velocidade variável, devido às suas intrínsecas vantagens de estrutura rígida, tolerância a falhas e fácil refrigeração. Entre as aplicações incluem o fornecimento de sistemas de energia aeroespacial [1], alternadores para veículos híbridos, e possíveis aplicações em sistemas de conversão de energia eólica [2]. Neste caso, pesquisas têm sido realizadas para adequação do GRV na faixa de rotação baixa e média em velocidade variável. O objetivo do controle nesta aplicação é otimizar a energia captada para produzir potência máxima de saída [3][4][5].

A utilização, em níveis significativos na matriz energética, de uma fonte de energia distribuída como a eólica, pode trazer benefícios à operação do sistema elétrico. Nos sistemas de potência tradicionais, a geração é baseada em grandes unidades geradoras centralizadas, onde a energia é transferida por um sistema de linhas de transmissão até os consumidores. Por outro lado, as fontes distribuídas podem ser colocadas em pontos estratégicos aumentando a confiabilidade e a oferta de energia do sistema de potência. Entretanto, conversores de potência devem ser utilizados para fazer o interfaceamento entre a geração distribuída e a rede elétrica.

Segundo [6], os conversores com topologia multinível possuem maior rendimento quando comparado aos conversores com topologia clássica, devido a menores perdas em comutação, frequências de comutação superiores e redução de interferências eletromagnéticas. Isso determina sua extensiva utilização em sistemas de energia eólica de alta potência. No entanto, conversor multinível pode não ser adequado para GRV em sistema de geração de energia eólica, uma vez que o aumento dos níveis do inversor torna o sistema de controle mais complexo e de difícil implementação.

Do acima exposto, é possível concluir que há uma necessidade de conversores para utilização com GRV com um controle de fácil implementação e método de baixo custo, capaz de injetar na rede elétrica formas de onda com baixo conteúdo harmônico.


Assim, diante destas informações, este artigo apresenta uma proposta para utilização do GRV em conexão com a rede elétrica para injeção de potência ativa. A estratégia baseia-se primeiramente no controle de tensão gerada do GRV para manter um barramento CC regulado. Isto é realizado através de um compensador PI que modifica o ângulo de magnetização (θoff) atuando apenas nas chaves superiores do conversor Meia-Ponte Assimétrico (HB). Uma etapa intermediária de chaveamento é acrescentada à estratégia de controle para diminuir a quantidade de energia fornecida pela fonte de excitação e obter melhor aproveitamento da energia mecânica [8].

A injeção de potência ativa na rede é realizada através do controle da corrente de saída de um conversor CC-CA por meio de um compensador P+RES (Proporcional Ressonante). O sincronismo com a rede é alcançado através de um algoritmo de PLL (Phase-Locked Loop). O modelo e a estratégia de controle foram validados através de simulação computacional e também por ensaios experimentais. O sistema completo proposto neste trabalho para o Gerador a Relutância Variável conectado à rede elétrica é apresentado na Figura.1.

Uma descrição detalhada de cada parte do sistema será abordada nas seções seguintes, bem como a apresentação e discussão dos resultados.

II. MODELO NÃO-LINEAR PARA ANÁLISE DINÂMICA DO GRV

A modelagem matemática para análise dinâmica do GRV é descrita tendo-se por referência uma fase da máquina de modo que a mesma é descrita como

dt

iRiv

),( θλ∂+= (1)

A uma velocidade constante, a equação de tensão da fase é dada por

edt

dilRiv ++= (2)

Onde v é a tensão aplicada, i é a corrente da fase, R é a resistência da fase, θθλω ∂∂= ),(ie r é a força contra-eletromotriz, iil ∂∂= ),( θλ é a indutância incremental da fase, é a posição do rotor.

Os efeitos de saturação são considerados no modelo através da representação da variação da indutância de fase em função da corrente e posição do rotor usando uma aproximação por Serie de Fourier. A representação do perfil de indutância para diferentes valores de correntes e posições do rotor é baseada em uma aproximação utilizando segmentos de linhas retas conforme a Figura 2.

Assim, a expressão de indutância utilizada neste trabalho foi determinada como

+

1D

2D

3D

1Q

5D

4D 6D

2Q

3Q

4Q

5Q

6Q

Trω

_

LinkC

aQ

bQ

cQ

dQ

fL+

_LinkV

321 θθθ LinkV

*V

LinkV

1θ

2θ

3θ

1Q 2Q 3Q 4Q 5Q 6Q

Li

redev

redev*I

Li

refaiε

av

2Q 4Q 6Q1Q 3Q 5Q

+

_aQ bQ cQ dQ

sR1R 2R1L 2L

mLmR )1(2 ss

R−

( )redeθcos

Fig. 1. Sistema completo da conexão à rede elétrica do Gerador a Relutância Variável


( )( )

( ) )cos()()(

),(),(1

),(

1 1)),(),()1(

1)1()1(

θ

ααααθ

rn

m

jnjjnjj

m

jjjjjjj

nPBilAil

ililG

iL

∞

= =

+

=

++

−

+−+=

(3)

Onde:

( )( ) ( )( ) ( )

( )( )−+

−+++=

jnjrnN

jrnPnjrnP

njrnPn

njAαα

ααα

π 1

cos1cos

1sin2

),(

( )( ) ( )

( )( ) ,

1

cos1cossin

2),(

−+

−++=

jnjrnN

jrnPjrnP

jrnPn

njBαα

αα

απ

m é o número de segmentos de retas, n é a ordem harmônica, Pr é o número de pólos do rotor, G = 2π/Pr é o passo polar do rotor, é a posição do rotor, lj é a indutância para o j’ésimo segmento, j é a posição associada a esta indutância.

Um ajuste polinomial foi utilizado para representar a função lj(i, j). A expressão para lj(i, j) é dada como

jjjjjj CiCiCiCil 012

23

3),( +++=α (4)

A expressão de fluxo pode ser escrita a partir de (3) como

( )

)cos(

)...(

)...(

)(

...)(1

),(),(

1 1

),(04

3

),()1(04

)1(3

1)1(

0)1(0

43)1(3

θ

αα

θθλ

rn

m

j

njjj

njjj

m

jjj

jj

jj

nP

BiCiC

AiCiC

iCC

iCC

G

iiLi

∞

= =

++

=

+

+

+

++−

++

+−+

+++

==

(5)

As expressões de co-energia e conjugado podem ser

escritas como

( )

)cos(

2...

5

2...

5

2

...51

),(),('

1 1

),(2053

),(2)1(05)1(3

1)1(

20)1(0

53)1(3

0

θ

αα

θλθ

rn

m

j

njjj

njjj

m

jjj

jj

jj

i

nP

BiC

iC

AiC

iC

iCC

iCC

G

diiiW

∞

= =

++

=

+

+

+

++−

++

+−+

+++

==

(6)

(7)

)sin(

2...

5

2...

5

)(

),('

1 1

),(2053

),(2)1(05)1(3

θ

θ

θ

rn

m

j

njjj

njjj

r

mage

nP

BiC

iC

AiC

iC

nP

iWT

∞

= =

++

++−

++

−=

=∂

∂=

A importância de se expressar analiticamente as relações

não lineares de fluxo, corrente e posição na máquina a relutância variável é que através da indutância incremental pode-se expressar analiticamente a co-energia e também o conjugado, abrindo caminho inclusive para implementação de observadores de fluxo e conjugado.

Neste momento é oportuno observar que as expressões (3) até (7) são em função da posição e da corrente. Para qualquer valor de corrente dentro da faixa operacional em qualquer posição dada, os valores instantâneos da indutância de fase, co-energia e conjugado são obtidos, tornando o modelo matemático muito adequado para cálculos dinâmicos.

Fig. 2. Representação aproximada do perfil de indutância usando "j" segmentos de linhas retas.

Levando-se em conta as perdas por atrito viscoso D e o momento de inércia J, o conjugado mecânico produzido pela máquina foi calculado como

dt

dJDTT emagm

ωω ++= (8)

A partir das equações apresentadas, o modelo matemático que descreve a dinâmica do GRV pode ser apresentado na forma de matriz de estados por meio de

[ ] [ ][ ] [ ]+=•

iYiXv (9)

Onde X e Y são matrizes que dependem de parâmetros

construtivos da máquina. A solução do sistema permite assim uma análise completa do GRV [7][8][9][10].


III. CONTROLE DA TENSÃO DO BARRAMENTO CC Para manter constante o barramento CC, o nível de magnetização de cada uma das fases do GRV é controlado. Isto é realizado atuando nos ângulos de magnetização. Nesta investigação, θon é mantido constante (fixado em -3o em relação a posição de alinhamento) e o valor de θoff é ajustado através de um compensador PI. A máquina simulada e o protótipo utilizado tem a configuração 6/4 com intervalo de condução de 30o para cada fase. Um conversor HB como mostrado na Figura 3 é usado no acionamento.

C

1Q

1D

2D

3D 5D

4D 6D

2Q

3Q

4Q

5Q

6Q

LC

Fig. 3. Diagrama esquemático do conversor HB.

Uma fonte AC externa em série com um retificador excita o gerador. O compensador PI atua no θoff da chave superior do conversor, enquanto que a chave inferior conduz no intervalo de 30o. Isto permite que uma etapa intermediária, aqui denominada flux boosting, ocorra entre as etapas de magnetização e desmagnetização da fase. Em seguida a chave inferior do conversor é aberta, fazendo que a energia armazenada no enrolamento da fase seja entregue à carga. Esta etapa intermediária aumenta a energia armazenada na fase e observou ser uma forma de melhorar o processo de conversão eletromecânica quando comparado com a situação em que as duas chaves são desligadas ao mesmo tempo. Assim, um ciclo de fase inclui três etapas: magnetização, flux boosting e desmagnetização, conforme Figura 4 [8].

C2D

1D

2D

LC

1Q

2Q 2Q

Fig. 4. Região de excitação (a), Região de flux boosting (b) Região de desmagnetização (c).

A estratégia de controle do barramento CC é mostrada no diagrama apresentado na Figura 5 que representa o diagrama em blocos da montagem realizada para o controle da tensão gerada pelo GRV. O arranjo consiste de um GRV de 5,0kW 6/4 acoplado em motor trifásico acionado com conversor de frequência. Uma fonte de tensão variável foi utilizada para ajustar a tensão de excitação. O conversor HB foi montado com os módulos de IGBT’s de 1200V/50A. Um compensador PI foi projetado com circuitos analógicos.

Três transdutores fotoelétricos devidamente instalados no GRV (θon fixo em -3o em relação à posição de alinhamento) fornecem sinais em onda quadrada com intervalos de 30º que representam as informações da posição do rotor. Estes sinais

entram no circuito gerador de pulsos que os transforma em uma rampa correspondente ao mesmo intervalo para cada fase. Assim, a variação da largura dos pulsos de gatilhos das chaves superiores ocorre com a comparação do sinal de saída do compensador PI com as três rampas geradas. As chaves inferiores têm intervalo de condução fixo em 30º e não sofrem atuação do controlador. A Figura 6 ilustra a estratégia utilizada.

Fig. 5. Diagrama em blocos da plataforma experimental para controle da tensão gerada pelo GRV.

Fig. 6. Estratégia experimental para variação do ângulo de magnetização das chaves superiores.

IV. CONVERSOR CC- CA

Em um gerador eólico a potência ativa escoada para rede é a máxima gerada pelo gerador. Neste caso, o gerador envia para o barramento CC sempre a máxima potência possível e o inversor controla o quanto de potência deve ser injetado para manter o barramento CC na tensão desejada.

No caso deste trabalho, para a conexão do GRV à rede elétrica apresentada na Figura 1, o conversor CC-CA recebe tensão e corrente CC do GRV e entrega potência ativa para a rede com corrente senoidal. A corrente de saída iL é sintetizada pelo controlador de corrente, que atua sobre o


erro entre a corrente iL no indutor de acoplamento Lf e a corrente de referência irefa. A referência de corrente é gerada pela multiplicação de I* (que representa o pico da corrente a ser injetada) e a senoide unitária de sincronismo advinda do PLL. No barramento CC, a tensão Vlink do capacitor é mantida regulada pela estratégia de controle apresentada na secção III.

A. Modelagem do conversor CC-CA

Linkv

+

_

fL

Li

sR

Li

redevaQ

bQ

cQ

dQ

(a)

fL

Li

sR

LiLinkv

+

_

redevaQ

bQ

cQ

dQ

(b)

Fig. 7. Etapas de operação do Conversor CC-CA. (a) Etapa1 e (b) Etapa 2.

O processo de modelagem do conversor conectado à rede

elétrica foi realizado por intermédio de espaços de estados médios [11][12]. Foram consideradas duas etapas de operação associadas ao conversor em cada intervalo de chaveamento. Durante a etapa 1, de acordo com a Figura 7a, as chaves Qa e Qd permanecem fechadas e Qb e Qc abertas. Na etapa 2, Figura 7b, as chaves Qa e Qd permanecem abertas e Qb e Qc fechadas. Assim, o conversor pode de ser descrito por equações de estado lineares como

)()( 11 tuBtxAx +=•⋅

(10)

)()( 22 tuBtxAx +=•

(11)

Onde: x = vetor de estado •

x = derivada do vetor de estado em relação ao tempo u = vetor de entradas A = matriz do sistema B = matriz de entradas

Os vetores de estado e de entradas são respectivamente

[ ]Lix = , =de

Link

v

vu

Re

(12)

As equações do conversor para as duas etapas de operação

já em formato de matrizes de estado são

[ ] −+−=de

Link

ffL

f

sL

v

v

LLti

L

R

dt

tdi

Re

11)(

)( (13)

[ ] −−+−=de

Link

ffL

f

sL

v

v

LLti

L

R

dt

tdi

Re

11)(

)( (14)

Onde:

−=f

s

L

RA1

−=

ff LLB

111

−=f

s

L

RA2

−−=ff LL

B11

2

A média das variáveis de estado usando o ciclo de trabalho pode ser escrita como

)1(21 DADAAmed −+= (15)

)1(21 DBDBBmed −+= (16)

Onde D é a razão cíclica (Figura 6). Então, a equação de

estados médios é

)()( tuBtxAx medmed +=•

(17)

Considerando o modelo médio do conversor em equilíbrio,

ele pode ser descrito considerando (17) igual a zero. Assim

uBAx medmed1−−= (18)

Substituindo (12), (15) e (16) em (18), tem-se

−−

=s

de

f

Link

R

v

L

Dvx Re12 (19)

Onde x é a matriz que representa os valores em equilíbrio

das variáveis de estado. Para a obtenção do modelo de pequenos sinais são

inseridas perturbações nas variáveis no ponto de operação.

)()( txXtx∧

+= )()( tuUtu∧

+= (20)

)()( tdDtd∧

+= )(´)´( tdDtd∧

−= (21)

Substituindo-se o modelo de pequenos sinais na equação de estados médios tem-se

[ ] [ ] )()´()()()´()()(

2121 tutdBtdBtxtdAtdAdt

txXd+++=

+∧

(22)

Substituindo (20) e (21) em (22) e removendo-se dos

termos CC e os termos de 2ª ordem, com o objetivo de linearizar a expressão, tem-se que

)()()()(

tdKtuBtxAdt

txdmedmed

∧∧∧∧

++= (23)

Onde, [ ] [ ]UBBXAAK 2121 −+−=


Assim aplicando a Transformada de Laplace em (23) é possível obter a função de transferência da variável de estado em relação à razão cíclica.

sf

Linkinv RsL

v

sD

sXsG

+==

∧

∧

2

)(

)()( (24)

B. Controle da corrente injetada na rede elétrica. O processo de modelagem do compensador de corrente de

saída do conversor CC-CA é baseado no esquema da Figura 8. A referência da corrente de saída irefa, origina-se a partir de uma senoide unitária advinda do PLL (Phase-Locked Loop). O valor de pico da corrente de referência é o que determina o quanto de potência ativa será injetada na rede.

fL Li+

invC PW M Inverter

invG

_

LiH

refai εav sR

LiH

Fig. 8. Controle da corrente de saída do conversor CC-CA

Em razão da dificuldade do compensador PI (Proporcional

Integral) em eliminar o erro de regime quando atua em variável alternada, o controlador utilizado foi o Proporcional Ressonante (P+RES), que é capaz zerar o erro de regime em sistemas alternados em coordenadas abc ou . Pode ser empregado tanto em sistemas trifásicos, quanto monofásicos. O compensador P+RES atuando em sistemas de variáveis estacionárias apresenta a mesma resposta em frequência do compensador PI atuando em sistemas de variáveis síncronas [13] [14].

Para o projeto do compensador P+RES, os ganhos Kp e Ki podem ser obtidos através do projeto de um controlador PI convencional. Assim, inicialmente a partir da função de transferência do conversor CC-CA, equação 24 e os valores da Tabela I, foi possível projetar um compensador PI (equação 25) que garanta boa estabilidade ao conversor.

( )s

essCPI

3646,5.59096,0)(

+= (25)

O diagrama de Bode do sistema compensado é apresentado na Figura 9. A frequência de cruzamento escolhida foi de 1,0kHz que representa 1/10 da frequência de chaveamento [12]. Neste caso, a margem de fase do sistema foi de 50,1º.

TABELA I Parâmetros do Conversor Conectado à Rede Elétrica

Parâmetros Valores

HiL 1/30

Lf 7mH

Rs 0,3

vLink 310V

Fch 10KHz

Dessa forma, de posse dos ganhos do compensador PI convencional foi possível projetar o compensador P+RES através da função de transferência mostrada pela equação:

20

2

2)(

ω++== +

s

sKKsCC i

pRESPinv

(26)

Onde Kp e Ki são os ganhos do compensador e 0 é a frequência angular de ressonância que no caso é 377 rad/s.

10-1

100

101

102

103

104

105

-180

-135

-90

P.M.: 50.1 degFreq: 1.06e+003 Hz

Frequency (Hz)

Ph

ase

(deg

)

-40

-20

0

20

40

60

80

100

120

G.M.: InfFreq: NaNStable loop

Open-Loop Bode Editor for Open Loop 1 (OL1)

Mag

nitu

de (

dB)

Fig. 9. Digrama de Bode do sistema compensado

A Figura 10 mostra os diagramas de Bode da função de

transferência do compensador P+RES Observa-se que o ganho é bastante elevado na frequência de ressonância e, consequentemente, alcança um erro em regime permanente próximo de zero. O pico na frequência de ressonância pode ser ajustado modificando o valor de Ki, assim o ganho integral do regulador pode ser feito suficientemente grande para eliminar todos os erros de estado estacionário [14].

Fig. 10. Diagrama de Bode do Compensador P+RES

A Figura 11 apresenta o esquema de ligação para a conexão do Gerador a Relutância Variável com a rede elétrica. O GRV através do sistema de controle de tensão fornece uma tensão contínua regulada em 310V. O acoplamento entre o gerador e o conversor CC-CA se dá através de um banco de capacitores CLink. O controle da


Fig. 11. Esquema de ligação para a conexão do GRV a rede elétrica

corrente é realizado por um compensador P+RES rodando em um DSP 28335. O quantitativo de potência ativa injetada na rede é realizado alterando o valor do setpoint do pico de corrente injetada, o qual é feito via software e em tempo real através do ambiente de programação da Texas, o Code Composer.

Ainda em relação à Figura 11, uma chave externa foi ligada em uma entrada digital do DSP (utilizando interrupção externa) para desligar os pulsos de PWM a qualquer instante e assim, fazer a desconexão do GRV com o conversor CC-CA.

O circuito de proteção consiste de um disjuntor manual, fusível ultrarrápido, contator K1 (acionado pelo DSP) para conexão/desconexão com a rede além das proteções do próprio conversor CC-CA, que sinalizam quando ocorre curto circuito ou sobre corrente. Estes sinais de erro são tratados pelos DSP através de interrupções externas.

Uma lâmpada L1 adicionada ao circuito logo após o indutor de acoplamento, viabiliza a verificação do sentido da corrente iL. Dessa forma é possível verificar se a corrente está no sentido GRV para a rede, indicando assim que o GRV está entregando potência para a rede elétrica, ou se a lâmpada está sendo alimentada pela rede.

Foi utilizado um filtro RC passa-baixa para filtrar as componentes de alta frequência. Este filtro foi sintonizado em aproximadamente 2kHz.

Em relação à discretização do compensador P+RES, esta foi realizada através do método de Tustin ou Transformação Bilinear. Dessa forma, aplicando-se a equação 27 na equação 26 é possível obter os coeficientes da equação discretizada para o compensador P+RES projetado e assim, realizar sua implementação em microcontrolador ou em processador digital de sinais (DSP).

|112)()(

+

−=

=zz

Ts

sCzC (27)

C. Esquema do PLL (Phase-Locked Loop). O sincronismo com a rede elétrica é realizado com o PLL monofásico digital apresentado na Figura 12. O esquema de PLL utilizado é uma versão modificada encontrada em [13]. Seu princípio da operação é baseado no produto escalar entre o vetor de tensão v e o vetor ortogonal u⊥⊥⊥⊥. Quando o PLL é sincronizado com a tensão da rede os dois vetores são ortogonais e o produto é zero. Um filtro passa-baixa é utilizado para eliminar as oscilações advindas do produto dos vetores de tensão v e u⊥⊥⊥⊥. O compensador PI atua para minimizar o erro ε = 0 – v x u⊥⊥⊥⊥, ou seja, para cancelar o produto escalar, e gerar a componente Δω. A integração da frequência angular ω = Δω + ω0 resulta no ângulo θ⊥. O vetor u1 corresponde à senoide unitária sincronizada com a tensão da rede e é utilizada para gerar a corrente de referência do conversor CC-CA.

Fig. 12. Esquema do PLL


V. RESULTADOS DE SIMULAÇÃO.

Todo o sistema apresentado na Figura 1 foi simulado em conjunto, ou seja, o GRV fornece uma tensão regulada no barramento CC e o conversor CC-CA injeta a corrente sintetizada na rede através do controlador de corrente. Neste caso, os controladores de tensão gerada do GRV e de corrente de saída do conversor CC-CA trabalham desacoplados.

Os testes de simulação foram realizados com os seguintes critérios: tensão de referência do controlador de tensão em 310V e velocidade rotórica do GRV em 1500rpm. O pico da corrente de referência inicia-se com 10A e sofre um degrau para 20A no instante de dois segundos da simulação. O conjunto foi simulado durante 4 segundos.

A Figura 13 mostra o comportamento da tensão no barramento CC durante o transitório de carga. Observa-se que o valor de referência (310V) foi devidamente mantido. Este teste demonstrou que o controle de tensão foi capaz de manter com precisão a tensão gerada em torno do valor de referência, mesmo durante o transitório de carga. Para a mesma situação, a Figura 13 apresenta a corrente em uma das fases do gerador. Um zoom na corrente de fase bem como os sinais de gatilho das chaves do conversor HB são apresentados na Figura 14.

Em relação à potência, foram realizadas medições na entrada do Conversor CC- CA, ou seja, no barramento CC e na saída do conversor, no ponto de conexão com a rede elétrica. A Figura 15 mostra o comportamento da potência ativa injetada na rede bem como a potência de entrada do conversor. Para uma referência de pico da corrente de saída do Conversor CC-CA em 10A a potência entregue à rede é da aproximadamente 900W. No instante de dois segundos quando a referência muda para 20A a potência é de 1800W

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4200

250

300

350

400

Tempo [s]

Lin

k C

C [

V]

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 40

20

40

Tempo [s]

Cor

rent

e

Fas

e A

[A]

Fig. 13. Tensão gerada (superior) e corrente de fase (abaixo) durante transitório de carga

0.579 0.58 0.581 0.582 0.583 0.584 0.585 0.586

0

5

10

15

20

25

Time[s]

Cor

rent

e [A

] e

Puls

o na

fas

e A

Fig. 14. Corrente da Fase A e Pulsos Q1 e Q2

A forma da corrente injetada na rede e a tensão da rede elétrica são mostradas na Figura 16. Percebe-se que a corrente está em fase com a tensão, o que indica que somente potência ativa é entregue na rede.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 40

500

1000

1500

2000

Tempo [s]

Potê

ncia

[W

]

Potência na Saída do Conversor CC-CAPotência na Entrada do Conversor CC-CA

Fig. 15. Potência no Barramento CC e Potência entregue à rede durante o transitório de carga

1.85 1.9 1.95 2 2.05 2.1 2.15

-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

Tempo [s]

Ten

sao

da R

ede

[V],

Cor

rent

e In

jeta

da n

a R

ede[

A]

Fig. 16. Tensão da rede e Corrente injetada na rede

A Figura 17 apresenta a DHT (Distorção Harmônica Total) da corrente injetada na rede elétrica que foi de 1.61%. A análise foi realizada por FFT (Fast Fourier Transform).

0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09-20

-10

0

10

20Corrente Injetada na Rede [A]

Tempo[s]

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 500

20

40

60

80

100

Ordem Harmônica

Fundamental (60Hz) = 20.02 , DHT= 1,61%

Mag

(%

of

Fund

amen

tal)

Fig.17. Corrente injetada na rede e sua análise espectral

VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS A Figura 18a mostra o instante de conexão do GRV com a

rede elétrica. Um zoom desta figura é mostrado na Figura 18b. Aqui foi ajustado no DSP o setpoint de corrente injetada para 4A de pico. Estes gráficos apresentam as formas de onda da tensão regulada no barramento CC, corrente em uma

Etapa Flux Boosting

θon – Q1 e Q2

θoff – Q1 θoff – Q2

Tensão da Rede /5

10A 20A

Degrau de Carga


das fases do GRV, tensão da rede elétrica no ponto de conexão e a corrente injetada na rede.

Como pode ser observada nesta figura, a forma de onda de corrente (letra D) antes do instante de conexão é a corrente na lâmpada L1. Ela está com a fase invertida em relação à tensão da rede elétrica. Isto indica que a corrente está sendo fornecida pela rede elétrica. Depois do instante de conexão, quando o sistema de controle assume a operação do conversor CC-CA, a forma de onda apresentada é a corrente injetada na rede. Esta corrente está em fase com tensão da rede elétrica, o que indica que houve uma inversão de fase e o GRV está impondo corrente para a rede. Neste caso, apenas potência ativa está sendo transferida para a rede.

Embora a tensão do barramento CC fornecida pelo Gerador a Relutância Variável se mantenha praticamente constante durante todo ensaio, em razão da ação do controlador de tensão, ela possui uma pequena oscilação não visível devido ao seu valor ser pequeno em relação à escala utilizada no osciloscópio (200V/div).

(a)

(b)

Fig. 18. (a) Formas de ondas do instante de conexão com a rede elétrica. (b) Zoom das formas de ondas.

As Figuras 19a e 19b mostram o comportamento do sistema no instante de desconexão do GRV com a rede elétrica. Pode ser notado que antes do instante de desconexão, como indicado na Figura 19b, a forma de onda da corrente apresentada (letra D) é a corrente injetada na rede e logo após a desconexão fica apenas a corrente na lâmpada L1. Percebe-se ainda que houve uma inversão de fase da corrente, indicando que a rede passa a fornecer corrente para a lâmpada.

Um ensaio com degrau de carga foi realizado. Inicialmente foi ajustado um setpoint de corrente injetada para 4A e em seguida este valor foi alterado para 10A de pico. A Figura 20 apresenta as formas de ondas obtidas durante este ensaio. É possível notar o instante de mudança do setpoint de corrente. O sistema de controle percebe a alteração do setpoint e corrige o valor da corrente injetada no mesmo semi ciclo. Neste caso, o sistema de controle foi capaz de regular adequadamente a corrente. Observa-se também que a tensão do barramento CC manteve-se constante evidenciando o perfeito funcionamento do controle da tensão gerada.

(a)

(b) Fig. 19. (a) Formas de ondas do instante de desconexão com a rede elétrica. (b) Zoom das formas de ondas.

A Tensão barramento CC Corrente da Fase do GRV

Tensão da rede Corrente Injetada na rede

Instante da Conexão

Corrente em L1 Corrente injetada na Rede

Instante de desconexão

Corrente em L1 Corrente injetada na Rede

B

C

D A

Corrente da Fase do GRV Tensão da rede Corrente Injetada na redeB

C

D

A

B

C

D

A

B

C D

A

B

C

D

A

B

C D

Tensão barramento CC


Fig. 20. Formas de onda do instante de degrau de carga.

A Figura 21 ilustra a atuação do compensador P+RES, que faz com que a corrente injetada na rede elétrica siga a referência. Nesta figura é apresentada a corrente elétrica injetada na rede elétrica amostrada pelo DSP e a referência interna de corrente, ambas obtidas através do armazenamento em variáveis de programação do tipo vetores dos pontos das formas amostradas pelo DSP. A Figura 22 mostra a análise espectral da corrente injetada na rede elétrica. Neste caso, a DHT foi de 3,11%.

0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06-30

-20

-10

0

10

20

30

Tempo[s]

Cor

rent

e In

jeta

da [

A] e

R

efer

ênci

a de

Cor

rent

e [A

]

Referência de Corrente [A]Corrente Injetada [A] amostrada pelo DSP

Fig. 21. Formas de onda da referência de corrente e da corrente injetada amostrada pelo DSP.

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 500

20

40

60

80

100

Ordem Harmônica

Mag

nitu

de [

% d

a fu

ndam

enta

l]

THD = 3,11%

Fig. 22. Análise espectral da corrente injetada na rede. A plataforma experimental desenvolvida neste trabalho

pode ser vista nas fotos da Figura 23.

Fig. 23. Fotos da plataforma experimental.

VII. CONCLUSÃO

Este artigo apresentou a modelagem e o controle de um Gerador a Relutância Variável para conexão com a rede elétrica. O principal objetivo do trabalho foi apresentar uma estratégia para injeção de potência ativa através do controle da corrente injetada. Os resultados da simulação e os resultados experimentais mostram que o objetivo foi alcançado com sucesso. Além de apresentar o assunto da conexão do GRV com a rede elétrica, o documento também serve como um tutorial para a utilização da Máquina a Relutância Variável como gerador. Assim, também foi apresentada uma técnica de controle da tensão gerada pelo GRV (barramento CC), baseada na variação do ângulo de magnetização, utilizando uma etapa intermediária entre as etapas de magnetização e desmagnetização de cada uma das fases. Esta técnica varia apenas o ângulo de fechamento das chaves superiores do conversor HB, permitindo que a conversão eletromecânica de energia continue sendo aproveitada através das chaves inferiores que são abertas com ângulo fixo. Para a injeção de potência ativa na rede foi utilizado um conversor CC-CA acoplado ao GRV através de um capacitor de barramento e sincronizado por um algoritmo de PLL. O quantitativo de potência ativa injetada na rede foi regulado através do controle de corrente por um compensador P+RES, que é capaz de eliminar erros de regime permanente mesmo em sistemas de variáveis alternadas. A estratégia proposta foi implementada na forma de simulação e validada experimentalmente.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem à FAPEMIG pelo financiamento deste projeto e ao IFG/PIQS pelo apoio.

ANEXOS

TABELA A1 Dados do Protótipo do GRV

Características Valores

Potência de Saída 5,0 kW

Atrito Viscoso 0.006 N.m.s

Indutância (Posição Alinhada) 0.02748 H

Indutância (Posição Desalinhada) 0.00262 H

Momento de Inércia 0.04806 kg.m2 Resistência do enrolamento de fase 0.5

Instante do degrau

A Tensão barramento CC Corrente da Fase do GRV

Tensão da rede Corrente Injetada na redeB

C

D

A

B

C D

DHT=3,11%


REFERÊNCIAS

[1] D.J. Powell; G.W. Jewell; Calverley “Iron Loss in a Modular Rotor Switched Reluctance Machine for the More-Electric Aero-engine”, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 41, no 10, pp. 3934- 3936, October 2005.

[2] Y.J. Bao; K.W.E. Cheng, “Research on a Novel Switched Reluctance Generator for Wind Power Generation” Power Electronics Systems and Applications (PESA), pp.1-6, 2011.

[3] Y.Chang, C.M. Liaw, “On The Design of Power Circuit and Control Scheme for Switched Reluctance Generator” Transactions on Power Electronics, vol. 23, no 1, pp 445 – 454, July 2008.

[4] Y.C. Chang, C.M. Liaw. “Establishment of a Switched-Reluctance Generator-Based Common DC Microgrid System” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 26, no 9, pp. 2512-2527, September 2011.

[5] Y. Lingzhi, et all. “Research on Grid-Connected Inverter of SRG Wind Power Generation System Based on SVPWM Over-Modulation Scheme” Control and Decision Conference, vol. 3, pp 2494-2498, 2010.

[6] S. Kouro, et all “Recent Advances and Industrial Applications of Multilevel Converters” Transactions on Power Electronics, vol. 57, no 8, pp 2553- 2580, August 2010.

[7] D. A. Andrade, R. Krishnan, "Characterization of Switched Reluctance Machines Using Fourier Series Approach" in Proc. of Thirty-Sixth IAS Annual Meeting, pp. 48-54, September 2001.

[8] G.P.Viajante, et all, "Estratégia para Melhoria da Eficiência da Conversão Eletromecânica de Energia do GRV" Eletrônica de Potência - SOBRAEP, vol. 16, pp. 367-375, Novembro 2011.

[9] A. W. F. V. Silveira, D. A. Andrade, A. Fleury, L. C. Gomes, C. A. Bissochi Jr, H. de Paula “Generated Voltage Control in a Switched Reluctance Motor/Generator” Eletrônica de Potência - SOBRAEP, vol. 15, pp. 203-212, Agosto 2010.

[10] V. R. Bernardeli, D. A. Andrade, L. C. Gomes, A. W. F. V. Silveira, G. P. Viajante, A. B. Fernandes. “Switched Reluctance Machine Modeling Including Core Magnetic Saturation - The Self Excited Operation Mode”, in Proc. 38th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society8, pp. 2049- 2054, 2012.

[11] R.D. Middlebrook; S, J. A.Cuk " A General Unified Approach To Modelling Switching-Converter Power Stages". In Proc. of Power Electronics Specialists Conference. Cleveland, pp. 1-6, 1976.

[12] R. W. Erickson, D. Maksimóvic, Fundamentals of Power Electronics, Second Edition, 2004.

[13] M.G. Villalva et all “Modeling and Control of a Three-Phase Isolated Grid-Connected Converter for Photovoltaic Applications” Controle & Automação, vol.22 no 3, pp. 229-237, 2011.

[14] D. N, Zmood, D. G,HolmeS, “Stationary Frame Current Regulation of PWM Inverters With Zero Steady-State Error”, IEEE Transactions On Power Electronics, vol. 18, no 3, pp. 814- 822, May 2003.

DADOS BIOGRÁFICOS

Ghunter Paulo Viajante: Possui graduação em Engenharia de Computação pela PUC/Goiás (2006), mestrado e doutorado em Engenharia Elétrica pela UFG (2009) e UFU (2013). Atualmente é professor efetivo do IFG-Campus Itumbiara. Trabalha nas seguintes áreas: Sistemas Microcontrolados, Acionamentos e Controle de Máquinas Elétricas. Darizon Alves de Andrade: É bacharel (1984) e mestre em engenharia (1987) pela Universidade Federal de Uberlândia (UFU), Uberlândia, Brasil, e Ph.D. (1994) pela Universidade de Leeds, Leeds, Reino Unido, Durante o ano 2000 foi professor visitante com o Grupo de Controle de Máquinas Elétricas na VTEC, EUA, onde realizou pesquisas sobre novas estratégias para modelagem de Máquinas a Relutância Variável. Marcos Antônio Arantes de Freitas: Engenheiro eletricista (1991), mestre (1994) e doutor (2002) pela Universidade Federal de Uberlândia. Atualmente é professor efetivo do IFG-Campus Itumbiara. Trabalha nas seguintes áreas: Acionamentos e Controle de Máquinas Elétricas e Eletrônica de Potência. Victor Régis Berladelli: É Engenheiro de Telecomunicações pela UNIMINAS (2005), Mestre em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Uberlândia (2008). Atualmente é aluno de doutorado na Universidade Federal de Uberlândia na área de Máquinas Elétricas. Luciano Coutinho Gomes: Bacharel, Mestre e Doutor pela Universidade Federal de Uberlândia (UFU), Uberlândia, em 1995, 2002 e 2008, respectivamente, todos em engenharia elétrica. Atualmente é Professor Assistente na UFU. Suas áreas de interesse são relacionadas à simulação e técnicas de Controle Digital de Máquinas Elétricas. Augusto. W. F. V. Silveira: Graduou-se em Engenharia de Computação pela PUC/Goiás. Obteve os títulos de Mestre e Doutor em Engenharia Elétrica na Universidade Federal de Uberlândia (UFU). Leciona na faculdade de engenharia elétrica (FEELT) da UFU, onde realiza pesquisa para o desenvolvimento das estratégias de Controle e Acionamento de Máquinas Elétricas. Josemar Alves dos Santos Jr: Graduou-se em Engenharia de Controle e Automação pela Universidade Paulista (2006). É Mestre Engenharia Elétrica e Computação pela Universidade Federal de Goiás (2011). Atualmente é doutorando em Engenharia Elétrica na Universidade Federal de Uberlândia onde pesquisa na área de Máquinas Elétricas. Felippe dos Santos e Silva: Graduou-se em Engenharia Elétrica (2008) na PUC/Goiás. Atualmente é mestrando em Engenharia Elétrica na Universidade Federal de Uberlândia na área de Acionamentos e Controle de Máquinas Elétricas.


HYBRID POWER FILTER BASED ON A SIX-SWITCH TWO-LEG INVERTER

Leonardo R. Limongi, Luiz G. B. Genu, Luıs R. Silva Filho, Fabrıcio Bradaschia, Gustavo M. S. AzevedoUniversidade Federal de Pernambuco (UFPE), Recife, Pernambuco, Brazil

[email protected], [email protected], [email protected]

Abstract - Hybrid power filters (HPFs) are consideredan attractive solution to overcome the problem of currentharmonics generated by nonlinear loads. They mixlow power rating active filters with passive filters, butmany of these HPF topologies have a great number ofpassive components and/or transformers. Based on thisfact, new concepts of HPFs, consisting of small ratedinverters and LC filters, have been introduced with wideacceptance. The advantage comes from the fact that theseHPFs are connected to the grid without any matchingtransformer. This paper proposes a transformerlessHPF based on a new six-switch two-leg inverter withan enhanced harmonic compensation capability. Besidespresenting a reduced number of switches when comparedwith dual topologies, the proposed solution is capable ofproviding good compensation even for loads with a highharmonic content. Experimental results are presentedfor a HPF inverter prototype in order to demonstrate theeffectiveness of the proposed topology.

Keywords – Active Power Filters, Diode Rectifiers,Harmonics, Hybrid Power Filters.

I. INTRODUCTION

Nowadays, the large number of computers and other

sensitive electrical loads connected to the power grid are

directly affected by power quality problems [1]. One of

the most important power quality issues is related to current

harmonics generated by the increasing number of nonlinear

loads connected to the power grid. Harmonic restriction

standards, such as IEEE 519 [2], have been recommended to

limit the harmonic currents injected into the grid by nonlinear

loads.

Shunt passive filters, consisting of tuned LC filters and high-

pass filters, have traditionally been used as a simple and low

cost solution to compensate current harmonics. Nevertheless,

their performance strongly depend on the grid impedance

and can possibly cause the unwanted parallel resonance

phenomena with the grid [3].

In the last decades, the increasing reliability of power

semiconductor devices motivated the development of power

electronics solutions to the problem of harmonic circulation

into the grid. The shunt active power filter (APF), consisting

basically of a voltage source inverter (VSI) with a large

capacitor on its dc-link, is considered a well-established

solution to reduce the current harmonics to the recommended

Manuscript received on 20/12/2013. First revision on 20/02/2014.

Accepted for publication on 18/05/2014, by recommendation of the Editor

Henrique A. C. Braga.

standards limits. The major drawback of shunt APFs is the

high power rating components required for compensating high

peak harmonic currents and their associated costs [4]- [20].

An alternative, called hybrid power filter (HPF), mixes low

power rating active filters with passive filters, aiming the cost

reduction [21]- [24]. The converters used in HPFs require

typically 5-8% of the load kVA rating, which is considerably

lower than the power rating of conventional APFs, making

HPF systems attractive and cost-effective. The principle

of operation of these converters is based on improving

the filtering characteristics of passive filters avoiding the

undesirable resonances with the grid. Unfortunately, many

of these HPF topologies have, as common disadvantage, a

great number of passive components and/or transformers, that

directly influence the weight and size of these filters [23]- [31].

On the other hand, a great effort has been made in order to

decrease the number of components in HPFs. In [32], it was

presented a HPF consisting of a low power rating three-phase

VSI connected to the load at the point of common coupling

(PCC) through a LC passive filter without any matching

transformer. The LC filter absorbs some harmonic currents

produced by the non-linear load, whereas the active filter

improves the filtering characteristics of the LC filter.

A reduced switch version of the transformerless HPF was

proposed in [33]. This was achieved eliminating one phase

leg of the inverter and connecting the remaining phase to the

negative pole of the dc-link. This is feasible because the

capacitors of the LC filter block the dc components generated

by the connection of one phase to the negative pole of the

dc-link. As advantage, reduced switch topologies are more

reliable and present lower cost and complexity.

Other topologies use dual converters configurations to

compensate highly nonlinear loads, high values of di/dt, orto supply the load reactive power [34], [35]. In [34], a

transformerless back-to-back HPF [33] is used to compensate

current harmonics and reactive power. Both outputs of back-

to-back converter are connected to the PCC through two sets

of passive filters tuned on 7th and 13th harmonics. The

main advantage of this topology comes from its enhanced

compensation capabilities.

Aiming not only an improvement of the compensation

performance but also a cost reduction, this paper presents

a transformerless HPF based on a new six-switch two-leg

(SSTL) inverter. The SSTL inverter is connected to the

PCC through two sets of passive filters tuned on 7th and

13th harmonics, similar to [34]. Thus, the proposed HPF

presents an enhanced harmonic compensation capability with

the advantage of having a reduced number of switches (six,

instead of eight). Experimental results are presented for

the HPF prototype to demonstrate the effectiveness of the


proposed topology.

II. PROPOSED HYBRID POWER FILTER

The HPF, shown in Figure 1, is based on a new SSTL

inverter, which is a two-leg version of the nine-switch inverter

(Figure 2) [36]. The SSTL inverter, shown in Figure 3, can be

seen as two three-phase inverter units connected in series with

two passive LC filters tuned in different harmonic frequencies.

The top unit, consisting of outputs ABC, is connected to

the PCC through a LC filter tuned around the 7th harmonic

component and it is responsible to eliminate the harmonic pair

5th and 7th and also to maintain the dc-link voltage constant

in a desired value. Similarly, the bottom unit, represented by

the outputs RST, is connected to the PCC through a LC filter

tuned around the 13th harmonic component, being responsible

for compensating the harmonic pair 11th and 13th. Thus,

the objective of the proposed topology is to obtain a superior

compensation capability when compared with conventional

HPFs, without increasing the number of switches in the active

filter: the SSTL inverter has the same number of switches of a

conventional three-phase VSI.

Since the SSTL inverter is a non-conventional topology,

the proposed HPF have two peculiarities that should be

noted. Firstly, the connection of both inverter units to the

PCC could naturally generate a dc current circulation in the

system, through phases ABC and RST. Additionally, the directconnection of phases C and T in the PCC could cause a

short-circuit in positive and negative poles of the dc-link.

Fortunately, the capacitors of the passive LC filters (CFTOPand CFBOT ) block the dc current circulation and avoid the

short-circuit in the dc-link. Secondly, as the output voltages of

the top inverter unit should be always higher than the output

voltages of the bottom inverter unit, it is necessary a minimum

dc-link voltage capable of generating the sum of both output

voltages. Fortunately, the series connection of the inverter

with the passive filters in HPFs guarantees a much lower

voltage requirement at inverter’s output when compared with

conventional APFs. Thus, the dc-link voltage requirement is

not a issue in the proposed topology.

In this section, the SSTL inverter is analysed and a specific

modulation technique is presented. Subsequently, the design

guidelines for the passive LC filters is carried out.

A. Six-Switch Two-Leg Inverter AnalysisAs can be seen in Figure 2, there are three possible

switching states for each leg of the nine-switch inverter, i.e.

always one switch is open and the other two are closed.

Depending on the switching state, two different voltage levels

can be imposed at each inverter output terminal. The switching

states and the output voltages for inverter leg AR are described

in Table I.

Focusing only on inverter leg AR and considering Table I, it

is possible to find that switch SA controls the voltage vAo asfollows:

vAo = (2SA − 1)vdc2 , (1)

where SA = 0 and SA = 1 represent switch open and closed,

respectively.

The duty cycle DA of switch SA can be determined taking

the average value of (1) in one switching period:

DA =12+v∗A

vdc, (2)

where v∗A is the reference voltage imposed at the output

terminal A, which is equal to vAo (average value) if the

switching frequency is sufficiently high.

Similarly, observing Table I, it is possible to note that switch

SR controls the voltage vRo through the following expression

vRo = (1− 2SR)vdc2 , (3)

where SR = 0 and SR = 1 represent switch open and closed,

respectively.

Taking the average value of (3) in one switching period, is

possible to find the duty cycle DR of switch SR:

DR =12− v∗

R

vdc, (4)

where v∗R is the reference voltage imposed at the output

terminal R, which is equal to vRo (average value) if the

switching frequency is sufficiently high.

It can be noted that switches SA and SR have opposite

behavior: while vAo is positive when SA = 1, vRo is positivewhen SR = 0, and vice-versa. For this reason, the duty

cycle DR presents an opposite sign when compared with DA.

Moreover, after a careful inspection in Table I, it is possible

to find that vAo ≥ vRo for all possible switching states.

Considering the average value in a switching period, it is found

that vAo ≥ vRo and, consequently, the following inequality

should be respected:

v∗A ≥ v∗

R. (5)

Based on the inequality in (5), it is impossible for the SSTL

inverter to synthesize two pure sinusoidal voltages at outputs

A and R, since at some point the sinusoidal voltage v∗R would

become greater than v∗A.

Nevertheless, this restriction can be overcome by shifting

the sinusoidal waveforms in v∗A and v∗

R, in order to guarantee

that always v∗A ≥ 0 and v∗

R ≤ 0. Considering VA and VRas the amplitudes of the sinusoidal waveforms in v∗

A and v∗R,

respectively, that depend on the chosen modulation index, and

V maxA and V maxR as the maximum amplitudes achieved by the

sinusoidal waveforms in the limit of the linear region of the

modulation index, the reference voltages can be defined as

v∗A = VA · sin(ωAt) + V maxA

v∗R = VR · sin(ωRt)− V maxR .

(6)

Therefore, with the reference voltages defined in (6), it is

possible to guarantee that v∗A ≥ 0, v∗

R ≤ 0 and the condition

imposed by (5) is always respected. Replacing (6) in (2) and

(4), yields:

DA =12+VA · sin(ωAt)

vdc+V maxA

vdc(7)


+

vS L

S

LAC

CDC

LF

BOT

CF

BOT

CF

TOP

LF

TOP

iS

iL

SA

SAR

SR

N

P

A

R

B

C

T

n

S

SB

SBS

SS

iF

BOT

iF

TOP

PCC

dc load

Fig. 1. Proposed transformerless HPF based on a SSTL inverter.

DR =12− VR · sin(ωRt)

vdc+V maxR

vdc. (8)

Taking into account that 0 ≤ {DA, DR} ≤ 1, it is possibleto find that

V maxA = V maxR =vdc4. (9)

Replacing (9) in (7) and (8), yields

DA = 34 +

VA·sin(ωAt)vdc

DR = 34 − VR·sin(ωRt)

vdc.

(10)

The duty cycles DA and DR in (10) synthesize the average

output voltages vAo and vRo, respectively. Also, observing theSSTL inverter topology, shown in Figure 3, it can be seen that

vAo = v∗AC + vdc/2 and vRo = v∗

RT − vdc/2. Therefore,

the dc components in vAo and vRo are synthesized by the dc

components in (10) and the reference line voltages v∗AC and

v∗RT are synthesized by the sinusoidal components in (10).

Thus, renaming the sinusoidal components in (10) as v∗AC and

N

C

R

ST

SA

SAR

SR

P

BA

o

vdc /2

vdc /2

SB

SBS

SS

SC

SCT

ST

+

+

Fig. 2. Nine-switch inverter.

v∗RT , yields

DA = 34 +

v∗ACvdc

DR = 34 − v∗RT

vdc.

(11)

Based on (11), valid for one leg of the SSTL inverter (Figure

3), it is possible to derive the duty cycle expressions for both

legs of the SSTL inverter:

DA = 34 +

v∗ACvdc

, DB = 34 +

v∗BCvdc

DR = 34 − v∗RT

vdc, DS = 3

4 − v∗STvdc

(12)

It is important to mention that (12) presents only the

duty cycles of the top and bottom switches of the SSTL

inverter. Based on Table I, the states of the intermediate

switches are defined as the exclusive or of the top and bottom

switches states, i. e. SAR = XOR(SA, SR) and SBS =XOR(SB , SS).

N

SA

SAR

SR

P

C

BA

R

ST

SB

SBS

SS

o

vdc /2

vdc /2

+

+

Fig. 3. SSTL inverter.


TABLE ISwitching states and output voltages for leg AR

Switching State SA SAR SR vAo vRo1 On On Off +vdc/2 +vdc/22 On Off On +vdc/2 −vdc/23 Off On On −vdc/2 −vdc/2

B. Passive Filters Design and Analysis

The design characteristics of the passive LC filters, i.e.

the resonant frequency and quality factor, have an important

influence on the compensation performance of the HPF.

Usually, the filter inductance and capacitance are defined

based on three guidelines:

1. The resonant frequencies, ωFTOP = 1/√LFTOPCFTOP

and ωFBOT = 1/√LFBOTCFBOT , have to be chosen

around to the frequencies of main harmonic components

to be compensated. Thus, the passive filters alone are able

to partially absorb the desired harmonic components;

2. In order to guarantee low impedance values for

the harmonic components in the vicinity of the

resonant frequencies, the filters quality factors,

QFTOP = (1/RFTOP )(√LFTOP /CFTOP ) and

QFBOT = (1/RFBOT )(√LFBOT /CFBOT ), have to

be minimized. Since the values of RFTOP and RFBOTshould be low to reduce the losses in the HPF, the

aim is to minimize the relations LFTOP /CFTOP and

LFBOT /CFBOT ;3. The rated voltage of each passive filter capacitor should

be higher than a specific value that depends on the dc-link

and grid voltages. This subject is further analyzed in this

section;

4. The capacitances, CFTOP and CFBOT , have to be

chosen to guarantee a specific amount of reactive power

generated by the passive filters at the fundamental

frequency. This subject is further analyzed in this section.

The above guidelines can be used to design any HPF

system. In order to explain the third and fourth guidelines,

the interaction between the two passive LC filters should be

analyzed both in dc and fundamental frequency, as can be seen

in the equivalent circuits in Figure 4.

The dc equivalent circuit of the HPF is shown in Figure 4(a).

Analyzing this equivalent circuit, it is possible to determine the

dc voltage components of the passive filter capacitors. Since

the grid does not present any dc voltage component, it appears

as short-circuits in the equivalent model. Moreover, the

passive filter inductors, LFTOP andLFBOT , can be disregardedin a steady-state analysis. Based on the dc components in

(11), the SSTL inverter can be represented as four dc voltages

sources as shown in Figure 4(a). A careful analysis in the

equivalent circuit results in the follow expressions:

vFR − vFA = vdc2

vFS − vFB = vdc2 .

vFT − vFC = vdc

(13)

Since the capacitors of each phase pair AR, BS and CT are

in series, it can be assumed that their voltages are related as

follows:vFA = −CFBOT

CFTOPvFR

vFB = −CFBOTCFTOP

vFS

vFC = −CFBOTCFTOP

vFT

(14)

Combining (13) and (14), the following relations can be

found:

vFA= −(

CFBOTCFTOP

+CFBOT)vdc2 , vFR

= (CFTOP

CFTOP+CFBOT

)vdc2 ,

vFB= −(

CFBOTCFTOP

+CFBOT)vdc2 , vFS

= (CFTOP

CFTOP+CFBOT

)vdc2 ,

vFC= −(

CFBOTCFTOP

+CFBOT)vdc, vFT

= (CFTOP

CFTOP+CFBOT

)vdc.

(15)

It should be noted that the relations in (15) define only

the dc voltage component present in the capacitors of the

passive filters. There is also a fundamental frequency

voltage component that should be analyzed. The fundamental

frequency equivalent circuit of the HPF is shown in Figure

4(b). Since the SSTL inverter only compensates harmonic

components, i.e. does not generate fundamental frequency

voltages, it can be represented as a short-circuit as well

as the dc-link. Moreover, in the fundamental frequency,

the inductor impedance is negligible when compared to the

capacitor impedance and could be disregarded. Therefore, the

grid phase voltages are applied directly in the capacitors of

+

+-

+-

+-

+-

vdc

-vdc /4

-vdc /4

+vdc /4

+vdc /4

P

N

-+

-+

-+

-+

-+

-+

A

B

C

R

S

T

n

CF

TOP

vF

A

vF

B

vF

C

CF

BOT

vF

R

vF

S

vF

T

(a) Equivalent dc circuit.

CF

TOP

CF

BOT

P

N

-+

-+

-+

-+

-+

-+

A

B

C

R

S

T

n

(b) Equivalent circuit for the fundamental frequency.

Fig. 4. Equivalent circuits of the proposed HPF.


the passive filters. In short, the rated voltage of each filter

capacitor in the proposed HPF should be higher than the grid

phase voltage plus the dc voltage component defined in (15).

Additionally, in Figure 4(b), it is possible to see that the

capacitors CFTOP are in parallel with the capacitors CFBOT .Thus, the proposed HPF can supply a fixed reactive power

equal to:

QF ≈ 3ω1(CFTOP + CFBOT )V 2PCC , (16)

where ω1 is the fundamental frequency and VPCC is the rms

value of the grid phase voltages at the PCC. The capacitors

rated voltage constrain and the reactive power defined in (16)

are the fourth and the fifth guidelines to be followed when

designing the proposed HPF.

III. DESCRIPTION OF OVERALL CONTROL SYSTEM

The overall control block diagram of the proposed HPF

is shown in Figure 5. It is possible to define three main

subsystems: the top inverter unit control, the bottom inverter

unit control and the shared control block, that is connected to

both top and bottom inverter unit controls. Each unit control

contains feedback and feedforward loops based on the control

system proposed in [32].

A. Top Inverter Unit ControlAs can be seen in Figure 1, the top inverter unit is

connected to the grid through a LC filter tuned on the vicinity

of the 7th harmonic. The control system senses the grid

and load currents to perform the feedback and feedforward

controls, respectively. The top inverter unit is also responsible

to regulate the dc-link voltage using a feedback voltage

controller, although the bottom unit could be used for the same

purpose.

The feedback control of top inverter unit is shown in Figure

5. The first step is to isolate the harmonic components from the

fundamental component of the grid currents. This is achieved

through a d1 − q1 transformation, synchronized with the PCC

voltage vector, and a first order high-pass filter with a cutoff

frequency of 16Hz (both located in the shared control block).

Then, the d1 − q1 inverse transformation (located in the top

inverter unit control) produces the harmonic currents in abcreferential frame, which is amplified by the gain ktop, as

follow:

v∗ABCfb

= ktop · iSABCh (17)

These signals are added to the voltage references produced by

the feedforward control, resulting in the voltage references v∗A,

v∗B , v

∗C for the top inverter unit.

The top inverter unit is also responsible to maintain the

dc-link at a desired value. A proportional plus integral (PI)

controller is used and its output is added to the signal iq1 in

the feedback loop.

The feedforward control is used to compensate only the 5th

harmonic component in the top inverter unit. The purpose is

to make the LC filter, naturally tuned on the 7th harmonic,

absorb all amount of the 5th harmonic. The 5th harmonic

component of the load current is seen as a dc component

in a reference frame synchronized in a frequency five times

the grid frequency. This is performed using a d5 − q5

iSa

iSb

iSc

id1

iq1

high-pass

abc

d q1 1

abc

d q1 1

v*

dc

vdc

PI

id1

~

iq1

~

iLa

iLb

iLc

iLd11

iLq11

abc

d q11 11

iLd11

iLq11

abc

d q11 11

abc

d q1 1

iLa

iLb

iLc

iLd5

iLq5

low-pass

abc

d q5 5

iLd5

iLq5

abc

d q5 5

vPCC(abc)

�1

�5

v*

d11

v*

q11

v*

d5

v*

q5

kbottom

ktop

v*

A

v*

B

v*

C

v*

R

v*

S

v*

T

ZF

TOP

ZF

BOT

�1

�5(-5�

1)

�11(-11�

1)

�1

PLL

�11

�1

Top Inverter Unit Control

Bottom Inverter Unit Control

Shared Control Block

low-pass

Fig. 5. Control block diagram of the proposed HPF.

transformation and a first-order low-pass filter with cutoff

frequency of 16Hz. The feedforward voltage reference is

given by [32]v∗dq5= ZFTOP · iLdq5 , (18)

where

ZFTOP = RFTOP + j(ω5LFTOP − 1ω5CFTOP

). (19)

Therefore, the inverse transformation produces the

feedforward voltage references in abc referential frame, that

are added to the feedback references.

The equivalent single-phase circuit of the proposed system

for the SSTL top unit is given in Figure 6(a) [32]. The top

unit inverter is represented by a voltage source vTOP , the loadis modeled as a current source IL and ZFTOP is the LC filter

impedance of the top unit. The SSTL top unit inverter helps

the passive filter to absorb all amount of 5th and 7th harmonics

of the load current IL. For better understanding, the equivalentcircuit considering only the harmonics of interest is shown in

Figure 6(b), where the ktop virtual resistance represents the

ability of the SSTL top unit to block the harmonic components

injected in the grid. In this scenario, the harmonic current in

the grid is given as follows:

ISh =ZFTOP

ktop + sLS + ZFTOPILh, (20)

where ILh is the load current considering only the 5th and 7th

harmonics. If ktop � |ZFTOP |, the harmonic currents injected

by the load are absorbed entirely by the LC filter. Moreover,

if the value of ktop is considerably high, the risk of resonance

with the grid is avoided [32].


vS

LS

-

+

iS

iL

vTOP

ZF

TOP

ktop

(a) (b)

iSh

LS

ZF

TOP

iL

h

iF

h

Fig. 6. Equivalent system model: (a) single-phase equivalent circuit

and (b) equivalent circuit only for harmonic components.

B. Bottom Inverter Unit ControlThe bottom inverter unit is connected to the PCC through

a LC filter tuned on the vicinity of the 13th harmonic, as

shown in Figure 1. The control system uses also the grid and

load currents to perform feedback and feedforward controls,

respectively.

A similar procedure is performed for the feedback control

of the bottom inverter unit as shown in Figure 5. However,

there is no dc-link control and the kbottom gain can be

chosen different from ktop, resulting in the following voltage

references:

v∗RSTfb

= kbottom · iSABCh (21)

The feedforward control is used to compensate the 11th

harmonic component in the bottom inverter unit. Then, the

dq transformations are performed using ω11 = −11ω1 and thefeedforward voltage reference and the impedance for the 11th

harmonic are defined as:

v∗dq11

= ZFBOT · iLdq11 (22)

ZFBOT = RFBOT + j(ω11LFBOT − 1ω11CFBOT

) (23)

The same system model analysis performed for the top unit

stands for the bottom inverter unit if the superposition theorem

is used. Therefore, If kbottom � |ZFBOT |, the 11th and 13th

harmonic currents injected by the load are going to sink into

LC filter connected to the bottom unit. On the same way, if

the value of kbottom is considerably high the risk of resonance

between the grid and this LC filter is avoided [32].

IV. EXPERIMENTAL RESULTS

The block diagram of the proposed SSTL HPF prototype is

shown in Figure 7. The quantities measured from the system

are: the grid currents iSABC , the load currents iLABC , thePCC voltages vPCCABC and the dc-link voltage vdc. The

system and control parameters are given in Tables II and III,

respectively.

The hardware platform used to control the SSTL inverter is

a dSPACE development modular system based on a DS1005

processor board and several boards for each special hardware

task, i.e. DS5101 board for PWM generation, DS2004 board

for A/D conversion, DS4002 board for Digital I/O. All boards

are hosted in a dSpace PX10 expansion box that uses the

DS817 board for bidirectional communication with a PC

through optical fibers.

+

Grid 220V

60Hz

vS

LF

TOP

iS

+

LS

Interface

Board

SSTL

Inverter

PWM

1-6

iL

LAC

vPCC

abc( )

iS

abc( )

vdc

iL

abc( )

CF

TOP

Diode

Rectifier

CNC

DS1005 PPC

Controller board

ISA Bus

Control

Desk

Connector

Pannel

DS5101 PPC

Controller boardDS2004 PPC

Controller boardDS4002 PPC

Controller board

S1

S2

RL

R

LF

BOT

CF

BOT

Fig. 7. Experimental setup of proposed transformerless HPF.

TABLE IIExperimental Setup Parameters

Parameter Symbol ValueGrid voltage amplitude (line-to-line) VS 220V

Grid frequency fS 60HzSwitching and sampling frequency fsw , fsamp. 20kHz

Dc-link voltage reference vdc 120VDc-link capacitor of the SSTL inverter Cdc 4700μFTop filter capacitor (7th harmonic) CFTOP 30.7μF

Top filter inductor (7th harmonic) LFTOP 5mH

Bottom filter capacitor (13th harmonic) CFBOT 61.2μF

Bottom filter inductor (13th harmonic) LFBOT 0.8mHTop and bottom filters reactive power QF 1.7kvar

Nonlinear load input inductor LAC 2.5mHNonlinear load dc-link resistor Rload 33Ω

Nonlinear load power Pload 2.5kW

TABLE IIIControl Parameters

Parameter Symbol ValueFeedback loop gain for top unit ktop 11

Feedback loop gain for bottom unit kbot 28

Proportional gain for dc link control kp 1

Integral gain for dc link control ki 5

Due to the nature of the system, some attention should be

given during the prototype startup and its insertion in the grid.

This insertion operation is performed by switches S1 and S2,as shown in Figure 7. When switch S1 is closed, both sets

of LC filters are charged by the grid through a resistor R.After the transient, switch S2 is closed. During the insertion

procedure, all top and middle switches (SA, SB , SAR and

SBS) of the SSTL inverter must be in on state; and all bottom

switches (SR, SS) must be in off state. This is mandatory in

order to avoid a premature charging of the dc-link capacitor.

The experimental results of the proposed HPF based on the

SSTL inverter are shown in Figures 8-14. The results have

been obtained through a oscilloscope and a power analyzer to

identify the harmonic content in the system. All oscilloscope

figures present waveforms for phase a in the following order:


Fig. 8. Steady-state operation with top and bottom units off: (1) grid

current [A]; (2) load current [A]; (3) top unit filter current [A]; (4)

bottom unit filter current [A].

grid current iS , load current iL, top unit filter current iFTOPand bottom unit filter current iFBOT . In order to notice each

inverter unit harmonic compensation capability, the steady-

state performance is presented in four different scenarios:

only with the passive filters; passive filters working with the

top inverter unit on; passive filters working with the bottom

inverter unit on; and passive filters and both inverter units

working together. The performance of both sets of passive

filters, tuned in the 7th and 13th harmonic frequencies, is

shown in Figure 8. The total harmonic distortion (THD) of

the load current is about 24%. It is possible to see, in Figure 9,

the individual contribution of each harmonic component up to

the 50th harmonic, including the harmonic component limits

defined by IEEE 519-1992 [2]. As expected, the harmonic

compensation performance only considering the passive filters

is not sufficient. The operation of the SSTL top inverter unit

with both passive filters is shown in Figure 10. The THD for

phase a has been reduced from 24.8% to 10%. The 5th and 7th

harmonic components have been reduced from 22.5% to 5.6%

and from 7.9% to 4.5%, respectively. Similarly, it is possible

to see, the operation of the SSTL bottom inverter unit in Figure

11. The 11th and 13th harmonic components are reduced to

0.1% and 0.8%, respectively.

Finally, the performance of both inverter units is presented

in Figure 12. The THD of grid currents is about 4% and

all harmonic components have been reduced below the limits

defined by IEEE 519-1992 [2], as can be seen in Figure 13.

Finally, the transient performance of HPF based on the SSTL

inverter with both inverters units on is shown in Figure 14 for

a load step change from zero to 100%. It is possible to see a

stable transient operation, reaching the steady-state after seven

fundamental cycles.

V. CONCLUSIONS

This paper has proposed a transformerless hybrid power

filter topology based on a new six-switch two-leg inverter.

The proposed inverter, divided in two units, is connected in

Fig. 9. Harmonic spectrum of the load current, including the

harmonic component limits defined by IEEE 519-1992 [2].

Fig. 10. Steady-state operation only with the top inverter unit on: (1)

grid current [A]; (2) load current [A]; (3) top unit filter current [A];

(4) bottom unit filter current [A].

series with two passive LC filters tuned in different harmonic

frequencies of interest, aiming an improvement in the

harmonic compensation performance with a reduced number

of switches when compared with other dual topologies. A

complete analysis of both inverter and passive filters, including

the guidelines necessary to design the hybrid power filter has

been presented. The control algorithm of the proposed system

improves the performance of both passive filters through

feedback and feedforward compensations and also controls the

dc-link voltage. Experimental tests were carried out, including

the individual response of each inverter unit and the overall

response of the proposed system, proving its feasibility.

ACKNOWLEDGEMENT

This work was supported by the Coordenacao deAperfeicoamento de Pessoal de Nıvel Superior (CAPES) andby the Conselho Nacional de Desenvolvimento Cientıfico eTecnologico (CNPq), Brazil.


Fig. 11. Steady-state operation only with the bottom unit on: (1) grid

current [A]; (2) load current [A]; (3) top unit filter current [A]; (4)

bottom unit filter current [A].

Fig. 12. Steady-state operation with both top and bottom units on: (1)

grid current [A]; (2) load current [A]; (3) top unit filter current [A];

(4) bottom unit filter current [A].

REFERENCES

[1] R. C. Dugan, M. F. McGranagham, S. Santoso, and H.

W. Beaty. Electrical Power Systems Quality, 2nd edition,McGraw-Hill, New York, 2002.

[2] IEEE Recommended Practices and Requirements forHarmonic Control in Electrical Power Systems, IEEE Std

519-1992, 1993.

[3] S. Bhattacharya, D. M. Divan, and B. Banerjee. Active

Filter Solutions for Utility Interface. In Proc. Conf. IEEEISIE, volume 1, pages 53-63, 1995.

[4] H. Akagi. Active Harmonic Filters. Proc. of the IEEE,93(12):2128-2141, 2005.

[5] R. I. Bojoi, G. Griva, V. Bostan, M. Guerriero, F.

Farina, and F. Profumo. Current Control Strategy for

Power Conditioners Using Sinusoidal Signal Integrators

in Synchronous Reference Frame. IEEE Trans. on PowerElectron., 20(6):1402-1412, 2005.

[6] L. B. G. Campanhol, S. A. O. da Silva, and A.

Fig. 13. Harmonic spectrum of the grid current with both top and

bottom units on, including the harmonic component limits defined by

IEEE 519-1992 [2].

Fig. 14. Load transient response with both top and bottom units on:

(1) grid current [A]; (2) load current [A]; (3) top unit filter current

[A]; (4) bottom unit filter current [A].

Goedtel. Filtro Ativo de Potencia Paralelo Aplicado

em Sistemas Trifasicos a Quatro-fios. Eletronica dePotencia, 18(1):782-792, 2013.

[7] R. R. Matias, C. B. Jacobina, A. C. Oliveira, and W.

R. N. Santos. Analise em Regime Permanente do Filtro

Ativo Universal. Eletronica de Potencia, 18(4):1188-

1196, 2013.

[8] W. R. N. Santos, E. R. C. da Silva, C. B. Jacobina,

and E. de M. Fernandes. Single-Phase Active Power

Filters with Reduced Number of Power switches and

OptimumVoltage Control Angle. Eletronica de Potencia,18(4):1215-1223, 2013.

[9] D. A. Fernandes, S. R. Naidu, and K. P. Medeiros. Uma

Estrategia de Controle Aplicada a Retificadores PWM e

Filtros Ativos de Potencia em Derivacao. Eletronica dePotencia, 16(4):312-319, 2011.

[10] L. R. Limongi, D. Roiu, R. Bojoi, and A. Tenconi.

Analysis of Acitve Power Filters Operating with


unbalanced Loads. Eletronica de Potencia, 15(5):166-

174, 2010.

[11] L. R. Limongi, D. Roiu, R. Bojoi, and A. Tenconi.

Frequency-Domain Analisys of Resonant Current

Controllers for Active Power Filters. Eletronica dePotencia, 15(4):294-304, 2010.

[12] M. G. Villalva and E. Ruppert Filho. Neural Networks

Applied to the Control of Four-Wire Shunt Active Power

Filter. Eletronica de Potencia, 10(1):23-30, 2005.[13] Q.-N. Trinh and H.-H. Lee. An Advanced Current

Control Strategy for Three-Phase Shunt Active Power

Filters. IEEE Trans. on Ind. Electron., 60(12):5400-5410,2013.

[14] P. Kanjiya, V. Khadkikar, and H. H. Zeineldin. A

Noniterative Optimized Algorithm for Shunt Active

Power Filter Under Distorted and Unbalanced Supply

Voltages. IEEE Trans. on Ind. Electron., 60(12):5376-5390, 2013.

[15] Z. Chen, Y. Luo, andM. Chen. Control and Performance

of a Cascaded Shunt Active Power Filter for Aircraft

Electric Power System. IEEE Trans. on Ind. Electron.,59(9):3614-3623, 2012.

[16] M. Angulo, D. A. Ruiz-Caballero, J. Lago, M. L.

Heldwein, and S. A. Mussa. Active Power Filter Control

Strategy With Implicit Closed-Loop Current Control and

Resonant Controller. emphIEEE Trans. on Ind. Electron.,

60(7):2721-2730, 2013.

[17] H. Hu, W. Shi, Y. Lu, and Y. Xing. Design

Considerations for DSP-Controlled 400 Hz Shunt Active

Power Filter in an Aircraft Power System. IEEE Trans.on Ind. Electron., 59(9):3624-3634, 2012.

[18] G. Buticchi, L. Consolini, and E. Lorenzani. Active

Filter for the Removal of the DC Current Component for

Single-Phase Power Lines. IEEE Trans. on Ind. Electron.,60(10):4403-4414, 2013.

[19] J. Liu, P. Zanchetta, M. Degano, and E. Lavopa. Control

Design and Implementation for High Performance Shunt

Active Filters in Aircraft Power Grids. IEEE Trans. onInd. Electron., 59(9):3604-3603, 2012.

[20] Y. Tang, P. C. Loh, P. Wang, F. H. Choo, F. Gao, and

F. Blaabjerg. Generalized Design of High Performance

Shunt Active Power Filter With Output LCL Filter. IEEETrans. on Ind. Electron., 59(3):1443-1452, 2012.

[21] S. Bhattacharya and D. M. Divan. Design and

Implementation of a Hybrid Series Active Filter System.

In Proc. Conf. IEEE PESC, volume 1, pages 189-195,

1995.

[22] F. Z. Peng, H. Akagi, and A. Nabae. A Novel Harmonic

Power Filter. In Proc. Conf. IEEE PESC, volume 2, pages

1151-1159, 1988.

[23] H. Fujita and H. Akagi. A New Approach to Harmonic

Compensation in Power Systems - A Combined System

of Shunt Passive and Series Active Filters. IEEE Trans.on Ind. Appl., 26(6):983-990, 1990.

[24] H. Fujita and H. Akagi. A Practical Approach

to Harmonic Compensation in Power Systems-Series

Connection of Passive and Active Filters. IEEE Trans. onInd. Appl., 27(6):1020-1025, 1991.

[25] D. Detjen, J. Jacobs, R. W. De Doncker, and H.

G. Mall. A new hybrid filter to dampen resonances

and compensate harmonic currents in industrial power

systems with power factor correction equipment. IEEETrans. on Power Electron., 16(6):821-827, 2001.

[26] N. da Silva, J. A. Pomilio, and E. A. Vendrusculo.

Analise e Implementacao de Filtro Ativo Hıbrido de

Potencia. Eletronica de Potencia, 17(3):575-583, 2012.[27] A. Luo, C. Tang, Z. K. Shuai, W. Zhao, F. Rong, and

K. Zhou. A Novel Three-Phase Hybrid Active Power

Filter With a Series Resonance Circuit Tuned at the

Fundamental Frequency. IEEE Trans. on Ind. Electron.,56(7):2431-2440, 2009.

[28] A. Luo, Z. Shuai, Z. J. Shen, W. Zhu, and X. Xu.

Design Considerations for Maintaining DC-Side Voltage

of Hybrid Active Power Filter With Injection Circuit.

IEEE Trans. on Power Electron., 24(1):75-84, 2009.[29] A. Luo, Z. Shuai, W. Zhu, Z. J. Shen, and C. Tu.

Design and application of a hybrid active power filter

with injection circuit. IET Power Electron., 3(1):54-64,2010.

[30] Z. Shuai, A. Luo, W. Zhu, R. Fan, and K. Zhou. Study

on a Novel Hybrid Active Power Filter Applied to a High-

Voltage Grid. IEEE Trans. on Power Del., 24(4):2344-2352, 2009.

[31] A. Luo, Z. Shuai, W. Zhu, R. Fan, and C. Tu.

Development of Hybrid Active Power Filter Based on

the Adaptive Fuzzy Dividing Frequency-Control Method.

IEEE Trans. on Power Del., 24(1):424-432, 2009.[32] S. Srianthumrong and H. Akagi. A Medium-Voltage

Transformerless AC/DC Power Conversion System

Consisting of a Diode Rectifier and a Shunt Hybrid Filter.

IEEE Trans. on Ind. Appl., 39(3):874-882, 2003.[33] J.-C. Wu, H.-L. Jou, Y.-T. Feng, W. P. Hsu, M.-S.

Huang, andW. J Hou. Novel Circuit Topology For Three-

Phase Active Power Filter. IEEE Trans. on Power Del.,22(1):444-449, 2007.

[34] A. Bhattacharya, C. Chakraborty, and S. Bhattacharya.

Parallel-Connected Shunt Hybrid Active Power Filters

Operating at Different Switching Frequencies for

Improved Performance. IEEE Trans. on Ind. Electron.,59(11):4007-4019, 2012.

[35] L. Asiminoaei, C.Lascu, F. Blaabjerg, and I. Boldea.

Performance Improvement of Shunt Active Power Filter

With Dual Parallel Topology. IEEE Trans. on PowerElectron., 22(1):247-259, 2007.

[36] C. Liu, B. Wu, N. R. Zargari, D. Xu, and J. Wang.

A Novel Three-Phase Three-Leg AC/AC Converter

Using Nine IGBTs. IEEE Trans. on Power Electron.,24(5):1151-1160, 2009.

BIOGRAPHIES

Leonardo R. Limongi was born in Recife, Brazil, in 1978.

He received the B.Sc. and M.Sc. degrees in electrical

engineering from the Federal University of Pernambuco,

Recife, Brazil, in 2004 and 2006, respectively. He received

the Ph.D degree from Politecnico di Torino, Torino, Italy,

in 2009. Since 2010, he is working as a professor in the


Department of Electrical Engineering at the Federal University

of Pernambuco. His research interests are renewable energy

systems and power quality.

Luiz G. B. Genu was born in Pesqueira, Brazil, in 1988.

He received the B.Sc. degree in electrical engineering from

the Federal University of Pernambuco, Recife, Brazil, in 2012,

where he is currently working toward the M.Sc. degree. His

research interests are power quality and power electronics.

Luıs R. Silva Filho was born in Tatuı, Brazil, in 1981. He

received the B.Sc. degree in electrical engineering from the

Federal University of Pernambuco, Recife, Brazil, in 2012,

where he is currently working toward the M.Sc. degree. His

research interests are power quality and power electronics.

Fabrıcio Bradaschia was born in Sao Paulo, Brazil,

in 1983. He received the B.Sc., M.Sc. and Ph.D.

degrees in electrical engineering from the Federal University

of Pernambuco, Recife, Brazil, in 2006, 2008 and 2012,

respectively. He worked as a visiting scholar at the

University of Alcala, Madrid, Spain, from 2008 to 2009.

Since 2013, he is working as an associate professor in the


of Pernambuco. His research interests are renewable energy


Gustavo M. S. Azevedo was born in Belo Jardim, Brazil,

in 1981. He received the B.Sc., M.Sc. and Ph.D.

degrees in electrical engineering from the Federal University

of Pernambuco, Recife, Brazil, in 2005, 2007 and 2011,


Polytechnical University of Catalunya, Barcelona, Spain, from

2008 to 2009. Since 2014, he is working as an associate

professor in the Department of Electrical Engineering at the

Federal University of Pernambuco. His research interests are

renewable energy systems and microgrids.


CONTROLE DE POSIÇÃO DE UM MOTOR LINEAR DE PRIMÁRIO CURTO EM SISTEMAS DE TRANSPORTE E PROCESSAMENTO DE MATERIAIS

T. R. Fernandes Neto1, P. Mutschler2, R. S. T Pontes1, V. P. B. Aguiar1

1Universidade Federal do Ceará – Departamento de Engenharia Elétrica, Fortaleza, Brasil 2Darmstadt University of Technology – Department of Power Electronics and Control Drives, Darmstadt, Alemanha

e-mail: [email protected]

Resumo – O potencial de utilização do motor linear de primário curto em sistemas de transporte e processamento de cargas e materiais é grande, em particular com movimentações que envolvem vários veículos em percursos longos, com alta velocidade, e que requerem muita repetição e precisão na colocação final. A automação de almoxarifados, farmácias e indústrias são as aplicações imediatas deste sistema de transporte. Para implementar esse sistema de transporte, um motor linear foi concebido para operar como motor síncrono ou assíncrono, já que o custo do transporte em longo percurso é reduzido utilizando-se um secundário em gaiola plana ou em placa de reação, ao invés do uso de imãs permanentes. Este artigo tem como objetivo o desenvolvimento de uma estratégia de controle da posição do primário (veículo), a fim de se obter uma regulação de velocidade sem oscilações. Um algoritmo de controle será desenvolvido para ambos os modos de operação, e utiliza a técnica de controle orientado pelo campo. Além disso, será detalhado o comportamento do motor linear no momento da transição entre os modos de operação síncrono e assíncrono. Por fim, diversos testes foram executados para a validação da eficácia da estratégia de controle utilizada.

Palavras-Chave – Controle orientado pelo campo,

Controle de posição, Motor linear.

POSITION CONTROL OF A SHORT PRIMARY LINEAR MOTOR DRIVE

APPLIED IN MATERIAL TRANSFER AND PROCESSING LINES

Abstract – In very long transfer and processing lines

where multiple vehicles traveling at high speed and high positioning repeatability are required, the use of the short primary linear motor drive is proposed. To implement this system, the linear motor was designed for synchronous and asynchronous operation, since the costs can be reduced considerably by using a simple induction rail at the transporting sections, instead of permanent magnets. This study is focused on the position control of a short primary linear motor drive, in order to regulate the speed without oscillations. The implemented control algorithm for both operations is based on the field oriented control, which uses a rotating reference frame. 1

Artigo submetido em 09/09/2013. Primeira revisão em 02/03/2014. Aceito para publicação em 18/05/2014, por recomendação do Editor Henrique A. C. Braga.

Furthermore, the transition control strategy will be discussed based on the vehicle’s position, current and speed responses during the transition between the synchronous and asynchronous operation. Finally, experimental tests are carried out to demonstrate the effectiveness of the employed control strategy.

Keywords - Field Oriented Control, Linear Motor,

Motion Control. I. INTRODUÇÃO

A demanda por sistemas de transporte e armazenamento

de cargas e materiais que requerem grande flexibilidade, resposta rápida e muitas repetições está crescendo constantemente. Os motores lineares são uma solução adequada para esse tipo de aplicação, já que o movimento linear é gerado diretamente, sem a utilização de sistemas mecânicos complexos, sujeitos a elasticidade e desgaste, e isto resulta em um processo com alta eficiência com elevada produção [1]-[2].

Os motores lineares são similares aos motores rotativos, visto que eles transformam energia elétrica em energia mecânica. Eles são compostos por duas partes: o primário, que é responsável em gerar o campo eletromagnético viajante e o secundário, que produz um fluxo magnético através de correntes induzidas ou imãs permanentes. Conseqüentemente, eles são aplicados em vários sistemas transporte de materiais, tais como produção de células solares, indústria eletroeletrônica, processamento de madeira, empacotamento, engarrafamento de líquidos, máquinas ferramentas (torno, fresas, etc.), transporte de container e elevadores [3].

Nos últimos anos, vários artigos sobre motores lineares em aplicações de manipulação de materiais têm sido publicados. A primeira idéia começou com a utilização de um motor linear de indução (MIL) [4]. Esta literatura utiliza o MIL de primário curto em gaiola plana (placa de reação) para investigar sua funcionalidade em sistemas de transporte de material. Nele o primário é a parte móvel que transporta a matéria-prima entre três zonas (transporte, processamento e carga e descarga). A fonte de alimentação é estacionária e o veículo é alimentado através de um cabo. Portanto, nesse sistema o veículo possui um grau reduzido de independência. Em [5], um sistema de transporte linear em uma célula de produção contínua onde o processamento ocorria com máquinas ferramentas é proposto. Ele compara duas topologias de motor linear de primário longo: com fluxo longitudinal e o de fluxo transversal. Em [6], um MIL de primário curto é proposto para o transporte de telas de LCD. Para realizar o transporte sem o atrito entre a roda e a trilho, o veículo é magneticamente levitado através de eletroímãs e


imãs permanentes. O primário curto é instalado embaixo do veículo (parte móvel) e ele é alimentado através de um sistema de transmissão de energia sem contato. O controle de posição é feito através de um sistema de código de barras.

Um motor linear de primário longo pode ser utilizado com sucesso, desde que o primário seja segmentado ao longo do percurso, o secundário seja passivo e que não haja contato na transmissão de energia entre a parte móvel e a parte estacionária [7]-[10]. O melhor tipo de motor para essas aplicações é o motor linear síncrono com imãs permanentes (MLSIP), pois ele é compacto, possui alta eficiência e permite um maior entreferro comparado com o MIL. Diferentes tipos de arranjos são apresentados em [11]-[12]. Existem duas maneiras de suprir energia ao primário em um sistema de processamento e transporte de materiais que utiliza um motor linear de primário longo. A primeira alternativa é multiplexando mecanicamente ou eletronicamente os inversores que fornecem energia aos primários [13]-[15]. Este conceito possui um número reduzido de inversores (são necessários dois inversores por veículo), mas os custos e a complexidade do sistema aumentam concomitantemente com o tamanho do percurso. A segunda alternativa é alimentar cada primário com um inversor dedicado. Desta maneira, um grande número de segmentos (primários) implica em um grande número de inversores. A distribuição física dos inversores na aplicação produz outras duas possibilidades: a topologia de primário longo com controladores centralizados [16] e a com controladores distribuídos [17].

Outra solução para a redução do custo da via é distribuir os primários de forma descontínua ao longo do trajeto [18]-[19]. No entanto, este tipo de topologia não é recomendado para o uso de múltiplos veículos.

Este artigo tem como objetivo o desenvolvimento de uma estratégia de controle de posição do primário (veículo), a fim de se obter uma regulação de velocidade sem oscilações. Lembrando que o veículo pode operar como uma máquina síncrona ou assíncrona, dependendo da seção que ele se encontra. Não obstante, a principal contribuição a ser descrita será a troca do modo de operação do primário durante o trajeto. A validação do sistema e sua estratégia de controle serão confirmadas através dos resultados experimentais.

O artigo está organizado da seguinte forma: o sistema de transporte e processamento de materiais é descrito na seção II. A seção III descreve o fornecimento de energia ao veículo. O modelo matemático para as operações síncrona e assíncrona é apresentado na seção IV. A seção V apresenta a estratégia de controle utilizada. Resultados experimentais e a descrição do protótipo são expostos na seção VI. A seção VII conclui o artigo.

II. SISTEMA DE TRANSPORTE E PROCESSAMENTO

DE MATÉRIAIS UTILIZANDO O MOTOR LINEAR

Em aplicações como transporte e processamento de materiais existem normalmente duas de zonas: 1) a primeira onde o material é seqüencialmente processado com alta precisão 2) e segunda onde o material é somente transportado. Geralmente, a matéria prima é presa dentro da zona de processamento e é liberada ao fim do processo.

Assim, o tempo de manufatura é substancialmente aumentado. A Figura 1 ilustra um simples exemplo de sistema de transporte e processamento de materiais que utiliza o motor linear, onde as duas zonas podem ser vistas: a zona de processamento (P1...P4), onde alta densidade de força e precisão são requeridas, e a zona de transporte onde veículo trafega com baixa aceleração. Neste sistema a matéria prima é ajustada no início e somente ao final de todo o processamento a matéria prima é liberada para o transporte. Sendo assim, não há ajuste do material durante todo o percurso. Muitos benefícios são alcançados com a utilização dessa topologia, tais como: tempo de manufatura reduzido, resposta rápida, alta precisão, alta produtividade e custo de manutenção reduzido [11].

Fig. 1. Sistema de transporte e processamento de materiais utilizando motor linear de primário curto.

A utilização de sistemas de processamento e transporte de materiais, como o ilustrado na Figura 1, possui os seguintes requisitos: • Os veículos devem trafegar com alto grau de

independência (todos os veículos podem acelerar ou frenar sem qualquer restrição dinâmica).

• Cada veículo deve ser precisamente controlado com a utilização de um sensor de posição dentro na zona de processamento. Dentro da fase de transporte, um sensor com baixa precisão ou um controle sem sensores [20] pode ser utilizado, para reduzir os custos.

• O percurso (trilho) permite a construção de curvas fechadas horizontais e verticais.

Dependendo dos requisitos da aplicação, tais como: número de veículos, tamanho do percurso, máximas aceleração e velocidade, utilização de ambientes com atmosfera controlada, grau de escala e custo, a topologia mais adequada (curto ou longo) deve ser escolhida.

Usualmente em percursos muito longos, onde um grande número de primários e inversores são requeridos, haverá um aumento no custo do sistema, se a topologia de primário longo for selecionada. Por outro lado, a topologia de primário curto utiliza somente um inversor embarcado (ver caixa verde na Figura 2) e o secundário é composto pelo trilho. Conseqüentemente, a topologia de primário curto providencia um trilho de simples construção, que permite curvas verticais e horizontais, e apenas um inversor por


veículo, reduzindo assim os custos em comparação com a topologia de primário longo. Além do mais, o custo do trilho pode ser reduzido consideravelmente usando placas de reação nas longas zonas de transporte ao invés dos imãs permanentes de terras raras que geralmente são demandados para as zonas de processamento.

A topologia de primário curto possui as seguintes vantagens em relação à topologia de primário longo: • O número de inversores e controladores de veículos

(CV) é igual ao número de veículos. Consequentemente o número de veículos não é limitado como na topologia de primário longo (dois segmentos por veículo) [11].

• Redução na potência reativa no inversor embarcado (ver Figura 2).

• O sensor de posição é preso ao veículo, desta forma cada veículo possui seu próprio sensor, o que facilita o calculo da posição de cada veículo, já que para a topologia de primário longo é necessário distribuir os sensores de posição ao longo da pista. [16]

No entanto, a topologia de primário curto possui a limitação de o veículo ter uma resposta mais lenta, devido ao seu peso (maior inércia). Por outro lado, este sistema é mais flexível no caso de falha do veículo, pois ele pode ser facilmente substituído, assim o sistema volta a operar rapidamente. Este artigo também tem como inovação a transição entre os modos de operação síncrona para assíncrona (vice-versa) aplicada a motores lineares.

III. DESCRIÇÃO DO SISTEMA

A utilização de contatos deslizantes ou esteira porta-cabo

é imprópria para o sistema proposto, onde o veículo deve trafegar em um circuito fechado. Desta forma, a utilização de um sistema de transmissão de energia sem contato permite uma maior flexibilidade de movimento e possibilita construção de curvas fechadas.

Fig. 2. Motor linear alimentado por um sistema de transmissão de energia sem contato.

Como o veículo deve ser alimentado através de um sistema de transmissão de energia sem contato, todos os dispositivos eletrônicos e o CV devem ser embarcados no veículo, como observado na Figura 2. O sistema de transmissão de energia sem contato é composto de um conversor estacionário de média frequência (25 kHz), uma bobina coletora em forma de “U” e um conversor móvel.

Para melhorar a dinâmica do sistema e permitir a partida de todos os veículos ao mesmo tempo, além de absorver a energia gerada durante a frenagem, cada veículo possui a bordo um banco de supercapacitores. Um conversor CC-CC bidirecional é utilizado para conectar este banco com o barramento CC, o fazendo responsável por gerenciar a carga e descarga do banco de supercapacitores. Assim, a eficiência geral do sistema é acrescida devido à utilização conjunta do banco de supercapacitores e o sistema de transmissão de energia sem contato. Além disso, a utilização do banco de supercapacitores reduz o volume e o custo do sistema de transmissão de energia sem contato, contudo o peso, volume e complexidade do veículo também crescem. Por fim, o sistema de transmissão de energia sem contato é responsável por alimentar todos os veículos.

O controlador de tráfego (CT) produz um sinal de referência de posição para todos os veículos e capta as posições atuais transmitidas por cada CV. Estes dados de posição são transmitidos através de uma rede wireless, já que nenhum contato com o veículo é permitido. Na Figura 2 podem ser vistos os dispositivos embarcados (inversor, CV, supercapacitor, etc) que estão representados pela caixa verde.

IV. MODELO MATEMÁTICO DO MOTOR LINEAR

Esta seção apresenta o modelo matemático do motor

linear assíncrono e o motor linear síncrono de imãs permanentes. Para simplificar o modelo, os requisitos abaixo são considerados: • Os efeitos de extremidades são desprezíveis. • A saturação no circuito magnético é desprezível. • Perdas por histerese e correntes parasitas são

desprezíveis. • A máquina é alimentada por uma fonte trifásica

simétrica. • Cada enrolamento do primário é distribuído de modo a

produzir uma força magnetomotriz senoidal ao longo do entreferro, isto é, não existem harmônicas.

A. Sistema de coordenadas arbitrário com referência síncrona

Todos os vetores espaciais do modelo dinâmico são expressos através do sistema de coordenadas arbitrárias síncrona AB, tanto para os modos de operação síncrona como assíncrona, como visto na Figura 3.

A referência síncrona (eixo A) é alinhada com o fluxo enlaçado pelo secundário. Em outras palavras, o fluxo do secundário tem somente a componente no eixo A, e não há componente no eixo B.

Para operação assíncrona, a velocidade síncrona νsinc pode ser expressa através da velocidade mecânica νm e a velocidade do escorregamento ν2, como apresentado em: 2sinc mv v v= + (1)


Sendo: 2k mβ β β= + (2)

Onde: β2 - Posição angular do escorregamento. βm - Posição angular mecânica medida multiplicada

pelo número de par de pólos. βk - Posição angular do fluxo do secundário.

Fig. 3. Sistema de coordenadas arbitrário síncrona AB, para os modos de operação síncrono e assíncrono.

Enquanto o fluxo enlaçado pelo secundário Ψ2 para operação assíncrona é gerado pelas correntes induzidas no secundário, o fluxo enlaçado pelo secundário para operação síncrona é gerado pelos imãs permanentes Ψpm. Para esse caso o fluxo enlaçado pelo secundário é eletricamente fixado ao eixo direto do secundário (eixo A/d), como visto na Figura 3.

Como a velocidade de escorregamento ν2 para o modo operação síncrona é zero, a velocidade síncrona νsinc do primário e a velocidade mecânica νm possuem o mesmo valor em regime. Consequentemente, a velocidade síncrona e a posição angular do fluxo do secundário βk são dadas em (3) e (4). sinc mv v= (3)

k mβ β= (4) B. Modelo matemático do motor linear assíncrono

As equações da tensão e do fluxo concatenado do primário e do secundário em coordenadas arbitrárias síncrona AB são expressas por: [21,22]

11 1 1 1

sinc

AA A sinc B

du R i v

dtω

π

τ

Ψ= + − Ψ (5)

11 1 1 1

sinc

BB B sinc A

du R i v

dtω

π

τ

Ψ= + + Ψ (6)

( )

2

22 2 20 A

A sinc m B

dR i v

dtω

πν

τ

Ψ= + − − Ψ (7)

( )

2

22 2 20 B

B sinc m A

dR i v

dtω

πν

τ

Ψ= + + − Ψ (8)

1 1 1 2A i A AL i MiΨ = + (9)

1 1 1 2B i B BL i MiΨ = + (10)

2 1 2 2A A i AMi L iΨ = + (11)

2 1 2 2B B i BMi L iΨ = + (12) Onde: Ψ1,Ψ2- Fluxos do primário e secundário. i1, i2 - Correntes de fase do primário e secundário. R1, R2 - Resistências do primário e do secundário. Li1,Li2- Indutâncias do primário e do secundário para

operação assíncrona. u1 - Tensão de fase do primário. ωsinc - Velocidade angular síncrona. ω2 - Velocidade angula do escorregamento.

os termos em subscrito “A,B” indicam as variáveis no sistema de coordenada de referência síncrona AB e o subscrito “i” denota a operação assíncrona.

O Controle Orientado pelo Campo (COC) visa gerar correntes nos enrolamentos estatóricos de tal modo que o fluxo enlaçado pelo secundário esteja sempre perpendicular ao fluxo do primário. Assim o motor assíncrono possui o mesmo comportamento de um motor CC com excitação independente [23]. Para realizar este controle de desacoplamento, o controle deve manter o fluxo enlaçado pelo secundário sempre alinhado com o eixo A e então a componente de fluxo Ψ2B no eixo B será nula.

Assim, com Ψ2B=0 as equações (13) e (14) podem ser obtidas através das equações (7) e (11).

2 12

B Bi

Mi i

L= − (13)

12

2

2

1

AA

i

MiL

sR

Ψ =

+

(14)

Através da equação (8) a relação entre a velocidade de escorregamento ν2 e a relação entre as correntes primárias i1A e i1B são obtidas por:

122

2 1

sec

1

b

i A

undarioT

iRv

L i

τ

π= ⋅ ⋅ (15)

onde: Tsecundario- Constante de tempo do secundário. Uma vez que a velocidade do escorregamento ν2 é

determinada, a posição angular do fluxo secundário βk é igual a:

1

sec 1

1 bk m

undario A

idt

T iβ β= + (16)


Como a posição angular mecânica do secundário é obtida por um encoder, a posição angular do fluxo do secundário é determinada por (16).

A força eletromagnética gerada é expressa por:

( )2 1 2 1

3 2

2 2in A B B A

pF M i i i i

π

τ= − (17)

Finalmente, usando (13) e (11) em (17) a força eletromagnética gerada pode ser reescrita como:

2 1 12

3 2

2 2in A B if Bi

p MF i k i

L

π

τ= Ψ = (18)

Onde: kif - Constante de força para o modo de operação

assíncrono. C. Modelo matemático do motor linear síncrono

Para o motor síncrono o fluxo enlaçado pelo secundário é alinhado a referência fixada no secundário (ver Figura 3), assim o fluxo gerado pelos imãs permanentes Ψpm gira com a velocidade síncrona.

Consequentemente, as relações entre o sistema de coordenadas arbitrárias AB e o sistema de coordenada dq são apresentadas em (19).

1 1 1 1

1 1 1 1

,

,A d B q

A d B q

i i i i

u u u u

= =

= = (19)

Todas as variáveis em subscrito “d,q” são utilizadas para o sistema de coordenadas dq ilustrado na Figura 3.

Para o modo de operação síncrono, a velocidade síncrona é igual à velocidade mecânica multiplicada pelo número par de pólos, (νsinc=νm).

Então, as equações podem ser escritas como: [24]

11 1 1 1

sinc

AA A m B

du R i

dtω

πν

τ

Ψ= + − Ψ (20)

11 1 1 1

sinc

BB B m A

du R i

dtω

πν

τ

Ψ= + + Ψ (21)

Como o fluxo do secundário é gerado pelos imãs permanentes, e é diretamente alinhado ao eixo A, o fluxo secundário no eixo B é zero. Então, os fluxos concatenados do secundário são definidos pelas equações (22) e (23).

1 1 1A s A pmL iΨ = +Ψ (22)

1 2 1B s BL iΨ = (23) Onde: Ls1, Ls2- Indutâncias do primário e do secundário para o

modo de operação síncrono. e as variáveis em subscrito “s” indicam a operação síncrona.

A força eletromagnética gerada é expressa por:

( )( )1 1 2 1 1

3 2

2 2sn pm B s s B A

pF i L L i i

π

τ= Ψ + − (24)

Em (24) a força eletromagnética pode ser separada em duas outras componentes: uma componente de relutância e uma componente de excitação. Para o motor síncrono sem pólos salientes, ambas as indutâncias secundárias são aproximadamente idênticas (Ls1=Ls2). Então, a força eletromagnética é representada a seguir:

1 1

3 2

2 2sn pm B sf B

pF i k i

π

τ= Ψ = (25)

Onde: ksf - Constante de força para o modo de operação síncrono.

V. ESTRATÉGIA DE CONTROLE DA POSIÇÃO

O percurso consiste em duas diferentes seções (imãs

permanentes e uma placa de reação), então, especialmente durante a transição entre a operação síncrona e operação assíncrona, uma estratégia de controle adequada é requerida para manter a velocidade constante. Devidos os dois modos de operação e às diferentes posições angulares do fluxo do secundário durante a transição é importante a determinação da posição γ (ver Figura 4), que indica o ponto onde o motor deve mudar de operação (MLSIP MIL). A melhor posição para troca de operação (γ) é encontrada experimentalmente de tal maneira que a força aplicada ao motor gere um mínimo distúrbio na velocidade. Em outras palavras, se o modo de operação for comutado tardiamente, não haverá uma força suficiente para garantir que a velocidade permaneça constante durante a transição.

Fig. 4. Área de transição.

Para o modo de operação síncrono, é utilizada somente a componente de corrente i1B, enquanto no modo de operação assíncrono, ambas correntes (i1A e i1B) são injetadas. No momento da transição, a maior parte da força deve ser gerada com o primário operando no modo síncrono, já que o modo assíncrono requer mais potência, ocasionando maiores perdas para o mesmo nível de força gerada. Definitivamente, o modo de operação assíncrono deve ser ativado o mais tarde possível. Diante do exposto, a posição γ foi fixada para que as variações de velocidade no veículo sejam mínimas.

Baseado nos critérios descritos, vários testes experimentais foram executados e então foi determinado que o modo de operação fosse alternado quando 64% do comprimento do veículo estiver sobre a placa de reação. Portanto, a posição encontrada foi de γ=209 mm.

O diagrama de bloco da estratégia de controle é mostrado na Figura 5.

Dependendo da posição do veículo, os blocos para o controle MLSIP-COC (caixa amarela) ou MIL-COC (caixa azul) são ativados. Em cada caso, há duas malhas internas para o controle de corrente, dois controladores de velocidade e apenas um controlador de posição para ambos os modos. A corrente de magnetização (i1A ) é controlada para manter o fluxo do secundário constante (modo síncrono i1A=0 e modo assíncrono i1A>0), e a corrente i1B é regulada para ajustar a força eletromagnética produzida. Os controladores de velocidade e corrente são controladores do tipo proporcional-integral (PI) anti-windup [25] e o controlador de posição e um simples controlador proporcional.


Para partir o motor linear com o controle de campo, a informação da posição é necessária para orientação do sistema de coordenadas síncrona, para a determinação da velocidade e da posição. O caixa cinza (ver Figura 5) representa o algoritmo de controle implementado no processador digital de sinais (DSP). Durante o período de transição, a corrente i1B é regulada pra acelerar e frear o veículo, evitando oscilações.

Fig. 5. Diagrama de bloco da estratégia de controle de posição.

A. Veículo trafegando dentro da zona de processamento Quando o veículo está trafegando sobre os imãs

permanentes, o controle MLSIM-OCC é ativado. Então, a chave de transição (I/II) está na posição “I”, a posição e a velocidade são calculadas pelo bloco “cálculo do ângulo βm, velocidade e posição”, utilizando as informações recebidas do encoder incremental que possui uma resolução de 200 pulsos por milímetro. Além disso, o ângulo do escorregamento é nulo, e os parâmetros dos controladores de corrente e velocidade são os determinados para o modo de operação como motor linear síncrono. A posição angular do fluxo do secundário é βk=βm, já que o fluxo secundário é alinhado ao eixo de direto do secundário. B. Veículo trafegando dentro da zona de transporte

Quando o veículo deixa a zona de processamento (MLSIP MIL) e está na posição γ, a chave é comutada para a posição “II”, a seguir o controlador injeta a corrente de magnetização i1A em seu valor nominal e o ângulo de escorregamento é calculado utilizando as correntes i1A e i1B medidas. Conseqüentemente, a posição angular do fluxo do secundário é a soma dos ângulos βk=βm+β2. Neste momento os controladores de corrente e velocidade utilizam os parâmetros do motor linear assíncrono.

Na extremidade da zona de processamento (MLSIP MIL), a força de relutância começa a se elevar,

então a componente de corrente responsável pelo controle da força eletromagnética gerada (i1B) precisa ser aumentada para evitar uma queda na velocidade. Por outro lado, quando o veículo adentra a zona de processamento (MIL MLSIP), o veículo é fortemente atraído pelos imãs aumentando a velocidade do veículo. Então, a corrente i1B é controlada para frear o veículo suavemente.

VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS

Foi construído um protótipo de um sistema de

processamento e transporte de materiais com um motor linear curto baseado na proposta descrita na seção II. O sistema possui um percurso dividido em duas zonas e tem apenas um veículo. As unidades de controle e o sistema de armazenamento de energia (banco de supercapacitores) estão a bordo do veículo. O motor linear utilizado foi fabricado pela Baumüller. O primário foi montado em baixo do veículo com mostrado na Figura 6.

Dentro da zona de processamento, o secundário utiliza segmentos de imãs permanentes enviesados. O segmento tem uma culatra com 8mm de espessura e é composto por quatro imãs com 4mm de espessura. A zona de processamento será composta por onze desses segmentos. Para a zona de transporte, a placa de reação é formada por duas camadas: a primeira camada é uma chapa de cobre com 1mm de espessura e a segunda é uma chapa de aço com 10mm de espessura. Ambas as chapas foram aparafusadas e instaladas entre as guias como mostrado na Figura 6. Consequentemente, têm-se dois tipos de secundário ao longo do percurso, podendo o motor linear operar como máquina síncrona ou assíncrona. A Tabela I contém os parâmetros adquiridos experimentalmente do motor linear para o modo de operação síncrono e assíncrono.

A estrutura mecânica foi construída utilizando perfis de alumínio do fabricante Minitech. No total o sistema proposto de transporte e processamento de materiais possui 3,3m de comprimento. Mais detalhes construtivos do sistema, do veículo e do primário estão contidos na Tabela II. O veículo move-se ao longo de uma guia na tentativa de manter o entreferro sempre constante. O veículo possui um sistema com quatro rodas que permitem apenas o movimento no eixo horizontal.

Dentro da zona de processamento é requisitada uma alta precisão, desta forma foram utilizados um encoder incremental magneto-resistivo e uma escala magnética com um polo fixo de 1 mm. O encoder foi preso no veículo e possui uma resolução de 200 incrementos por mm (5 m). A escala magnética foi instalada ao longo da guia, como mostrado na Figura 6b.

A fonte de alimentação do veículo é composta por um sistema de transmissão de energia sem contato do tipo MOVITRANS® da SEW-EURODRIVE de 4 kW, um conversor móvel CC-CC bidirecional de 4kW com uma freqüência de comutação de 15kHz e um inversor de mesma potência com uma freqüência de comutação de 10kHz. A tensão do barramento CC é de 500 V. O controle foi implementado em um DSP da Texas Instrument do tipo TMS320F2812 de 150 MHz a com um período de amostragem de 100us. O DSP foi utilizado para o controle do


motor e o gerenciamento de energia do banco de supercapacitores.

Fig. 6. a) Estrutura mecânica. b) Foto do protótipo.

TABELA I Parâmetros do motor linear para diferentes modos

Modo de operação síncrono

Corrente nominal (Isn)

3,0 A Constante de força (ksf) 83,05 N/A

Resistência do primário (R1)

3,9 Ω Entreferro (γs) 2 mm

Indutância de fase (Ls1)

31,8 mH Comprimento do

secundário (ls) 1584 mm

Modo de operação assíncrono Corrente nominal

(Iin) 4,18 A

Constante de força (kif) 44,24 N/A

Resistência do secundário (R2)

16,94 Ω Entreferro (γi) 1 mm

Indutância própria do primário (Li1)

99 mH Indutância mútua (M) 67 mH

Indutância própria do secundário (Li2)

81 mH Comprimento do secundário (li)

1584 mm

Os resultados relativos à velocidade foram calculados através da derivada numérica da posição (obtida do encoder) [26]. Como a derivada gera muito ruído um filtro digital foi implementado, o que possivelmente pode ocultar transientes da velocidade real.

TABELA II Dados da estrutura mecânica, do veículo e do primário

Passo polar do primário (τ)

36mm Dimensões do

primário 326x105x42 mm

Numero de pólos (2p)

8 Peso do primário 7.8Kg

Comprimento da pista

3300 mm Comprimento da

estrutura do veículo 353 mm

Largura do estrutura da pista

730 mm Largura do veículo 712 mm

Peso do veículo + dispositivos/equipa

mentos abordo 53,7 kg

Peso da estrutura mecânica do

veículo 9,8 kg

Os testes foram realizados para simular uma suposta situação onde o veículo deixa a zona de processamento, então trafega na zona de transporte, porém ele deve esperar por alguns segundos dentro zona de transporte, até que a próxima estação processamento seja liberada, e então partir novamente em direção a esta próxima zona de processamento.

De modo a testar o desempenho da estratégia de controle de posição, uma posição de referência (x*=2,8m) foi enviada para o veículo. Então, o veículo parte dentro da zona de processamento na posição inicial (x =0m), no tempo t0, e atinge a área de transição no momento t1, como ilustrado na Figura 7.

Neste momento, a força de relutância entre o primário e os imãs começa a crescer lentamente, diminuindo a velocidade do veículo, como observado na Figura 8 (primeira transição). Com o passar do tempo a área que cobre os imãs diminui, reduzindo o fluxo concatenado. Portanto, para manter a mesma força aplicada ao veículo é necessário aumentar a corrente i1B, como visto na Figura 8.

Fig. 7. Posições do veículo durante o ensaio.

Quando a posição γ é alcançada no tempo t2, então o MIL-COC é iniciado pela mudança da chave para a posição “II”. Foi observado que durante o MIL-COC a resposta da corrente i1B, que neste momento compensa a força de relutância, é maior que a corrente aplicada durante a operação MLSIP-COC. Isto ocorre devido à constante de força para o MIL (kif) ser metade da constante de força para o MLSIP (ksf), como descrito na Tabela 1. O MIL-COC é iniciado quando a corrente de magnetização i1A é injetada (t2). Nesse momento, a velocidade cai mais uma vez. Entretanto, entre o intervalo de tempo Δt=t3-t2, a velocidade do veículo é rapidamente compensada pelo controlador de corrente, como mostrado na Figura 8 (primeira transição). Finalmente, o veículo cobre somente a placa de reação (t3), em razão disso a força de relutância cai a zero, aumentando a velocidade do veículo, como mostrado na Figura 8 (primeira transição). Depois de deixar a zona de processamento, a


corrente é controlada para manter a velocidade constante em 1m/s.

No tempo t4, o veículo recebe o novo comando de posição (x*=0m) e dirige-se agora em direção a posição inicial. Ele atinge novamente a borda da zona de transporte no tempo t5

como observado na Figura 8 (segunda transição). Nesse momento, o veículo começa a ser atraído pelos imãs permanentes, aumentando a velocidade do veículo, como mostrado ampliado na Figura 8. Então, o veículo é freado lentamente (valor positivo da corrente i1B). Essa força produzida para frear o veículo é gerada somente pela parte II (ver Figura 4). Quando o veículo possui 36% do seu comprimento sobre a zona de processamento, a chave muda para a posição “I” no tempo t6, a corrente de magnetização torna-se zero e o MLSIP-COC é iniciado. Como a força

gerada pelo modo de operação síncrono é maior que a modo de operação assíncrono, a corrente i1B cai rapidamente, como observado na Figura 8 (segunda transição).

No tempo t6, a velocidade começa a crescer novamente, já que uma fração não controlada da força é gerada pela parte II do veículo. Isso ocorre até que a componente de fluxo Ψ2A decaia a zero [27]. Essa força é somada à força produzida pela parte I. Para controlar essa força o controlador de corrente tenta compensar esse acréscimo de velocidade freando o veículo durante Δt=t7-t6 (ver Figura 8). Por fim o veículo esta localizado apenas sobre a zona de processamento no tempo t7. A queda de velocidade mostrada na Figura 8 ocorre devido à transição da corrente do valor positivo (frenagem) para o negativo (aceleração).

Para este teste, a velocidade foi limita a 1m/s, a corrente

Fig. 8. Medidas da posição, velocidade e corrente para o ensaio realizado.


i1B foi limitada a 8A e a corrente de magnetização a i1A=3.6A. Com todos os resultados apresentados, pode-se observar que a velocidade foi mantida constante, com pequenas oscilações. Os distúrbios ocorridos na área de transição foram na ordem de 3% da velocidade nominal.

IV. CONCLUSÕES

Este artigo teve como objetivo o controle de posição de um motor linear de primário curto aplicado a um sistema de transporte e processamento de materiais. Além disso, buscou-se em contribuir com novas idéias para utilização desse tipo de topologia, já que ela possui um grande grau de escala, um custo reduzido, uma estrutura mecânica simplificada e não há limitação na quantidade de veículos operantes no sistema.

A utilização do motor linear de primário curto permite que curvas verticais e horizontais sejam facilmente construídas, já que o secundário é feito de uma placa de reação ou imãs permanentes estacionários. Desta maneira, o custo final para uma aplicação que possui um longo percurso pode ser reduzido, pois se utiliza somente a placa de reação nas zonas de transporte (zona de velocidade de tráfego constante), evitando o uso dos caros imãs permanentes em todo percurso. Esta topologia possui a desvantagem da potência do sistema de transmissão de energia sem contato ser limitada para uma aplicação com múltiplos veículos. Este empecilho foi solucionado com a utilização de um banco de supercapacitores a bordo do veículo, que deve fornecer energia a cada veículo durante a aceleração, compensando a limitação de potência do sistema de transmissão de energia sem contato. Além disso, ele é utilizado para recuperar a energia cinética durante a frenagem, aumentando a eficiência geral do sistema.

Ao longo de todo percurso foi instalado uma escala magnética, para obter-se alta precisão de posicionamento. Como a escala foi instalada em todo percurso, todos os veículos podem parar dentro da zona de transporte, no caso em que a próxima zona de processamento estar ocupada, esperando até que ela seja liberada.

A estratégia de controle foi desenvolvida para controlar quedas bruscas na velocidade, garantir uma boa resposta e um baixo consumo de energia, quando o veículo se desloca entre as zonas. Desta maneira a utilização do motor linear de primário curto torna-se uma boa escolha em aplicações de manipulação e transporte de materiais com um longo percurso, baixa densidade de veículos e moderada aceleração.

Para a utilização do sistema apresentado com múltiplos veículos, o sistema de comunicação entre o veículo e o controlador de tráfego deve ainda ser desenvolvido.

REFERÊNCIAS

[1]E. R. Laithwaite, “Linear electric machines – a personal

view,” Proceedings of the IEEE, vol. 63, no. 2, pp. 250-290, February. 1975.

[2]G. Brandenburg, S. Brückl, J. Dormann, J. Heinzl, and C. Schmidt, “Comparative investigation of rotary and linear motor feed drive systems for high precision machine

tools,” in 6th International workshop on Advanced Motion Control, Mar-Apr. 30-1, 2000, pp. 384-389.

[3]T. R. Fernandes Neto, R. S. T. Pontes, “Design Of An Elevator Prototype Propelled By A Linear Induction Motor”, Eletrônica de Potência - SOBRAEP, vol. 14, p. 181-187, 2009.

[4]G.H. Abdou and S.A. Sherif, “Theoretical and experimental design of LIM in automated manufacturing systems,” IEEE Transactions on Industry Applications, v. 27, no. 2, pp. 286-293, March/April 1991.

[5]P.L Jansen, L.J Li and R.D. Lorenz, “Analysis of competing topologies of linear induction machines for high-speed matérial transport systems,” IEEE Transactions on Industry Applications, v. 31, no. 4, pp. 925-932, July/August 1995.

[6]H.-S. Han, C. -H. Kim, J. -M. Lee and C. –W. Lee, “System integration of a non-contact conveyer using magnetic levitation technology,” in IEEE International Conference on Mechatronics, 2011, ICM 2011, pp. 708-712.

[7]R. Leidhold and P. Mutschler, “Speed sensorless control of a long-stator linear synchronous motor arranged in multiple segments,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, v. 54, no. 6, pp. 3246-3254, December 2007.

[8]B. M. Perreault, “Optimizing Operation of Segmented Stator Linear Synchronous Motors,” Proceedings of the IEEE, vol. 97, no. 11, pp. 1777-1785, November. 2009.

[9]D. C. Meeker, “Indirect Vector Control of a Redundant Linear Induction Motor for Aircraft Launch,” Proceedings of the IEEE, vol. 97, no. 11, pp. 1768-1776, November. 2009.

[10] K. Yoshida, H. Takami, and A. Fujii, “Smooth section crossing of controlled repulsive PM LSM vehicle by DTC method based on new concept of fictitious section,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 51, no.4, pp. 821-826, August 2004.

[11]P. Mutschler and S. Silaghiu, “Linear drives for matérial handling and processing: A comparison of system architectures,” in 34th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, 2008, IECON ‘08, pp. 1264-1269.

[12]R. Hellinger, P. Mnich, “Linear Motor-Powered Transportation: History, Present Status and Future Outlook,” Proceedings of the IEEE, vol. 97, no. 11, pp. 1892-1900, November. 2009.

[13]K. Patél, S. D. D'Arco, A. Monti, D. Patterson, and R. Dougal, “Design and testing of a modular permanent magnets brushless linear drive,” in Proc. 20th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2005, APEC 2005, vol. 3, pp. 1883-1888, March 2005.

[14]R. Benavides and P. Mutschler, “Improved application of resonant controllers for compensation of cogging force ripple in long-stator Permanent-Magnet Linear machines,” in the 11th International Conference on Optimization of Electrical and Electronic Equipment, 2008, OPTIM, pp. 125-130.

[15]D. Hall, J. Kapinski, M. P. Krefta, O. Christianson, “Transient Electromechanical Modeling for Short Secondary Linear Induction Machines,” IEEE


Transactions on Energy Conversion, vol. 23, no. 3, pp. 789-795, September 2008.

[16]M. Mihalachi and P. Mutschler, “Long primary linear drive for matérial handling,” in International Conference on Electrical Machines and Systems,2009, ICEMS’09, pp. 1-6.

[17]S. Silaghiu and P. Mutschler, “Communication topology in a modular servo-drive system based on long stator permanent magnet synchronous linear motor”, in 5th IET International Conference on Power Electronics, Machines and Drives, 2010, PEMD‘10, pp. 1-6.

[18]K. Seki, M. Watada, S. Torii and D. Ebihara, “Discontinuous arrangement of long stator linear synchronous motor for transportation system,” in Proc. 1997 International Conf. on Power Electronics and Drive Systems, vol. 2, pp. 697-702, May 1997

[19]K. Suzuki, Y. -J. Kim, and H. Dohmeki, “Proposal of the section change method of the stator block of the discontinuous stator permanent magnet type linear synchronous motor aimed at long-distance transportation,” in Proc. of 18th International Conference on Electrical Machines, 2008, ICEM 2008., pp. 1-6, Sept. 2008.

[20] T.R Fernandes Neto and P. Mutschler, “Motion control for short primary linear drive using induction or synchronous operation in different sections for material handling applications,” in Power Electronics, Machines and Drives Conference, 2012, PEMD 2012.

[21]K. Nam, J.H. Sung, “new approach to vector control for linear induction motor considering end effects,” in IEEE Industrial Applications Conference, IAS 2010, pp. 2284–2289, October 2010.

[22]J. F. Gieras, Linear Induction Drives, Clarendon Press –Oxford, London, UK, 1994.

[23]K. Hasse, “Zur Dynamik drehzahlgeregelter Antriebe mit stromrichtergespeiste Asynchron-Kurzschlussläufer-maschinen,” Tese de doutorado, Darmstadt University of Technology, 1969.

[24]J.F. Gieras, Z.J. Piech, Linear synchronous motors: transportation and automation systems, CRC Press Boca Raton, 1999.

[25]K. Aström, T. Hägglund, PID Controlers: Theory, Design and Tunning, Instrument Society of America, 1995.

[26]P. Moin, Fundamentals of Engineering Numerical Analysis, Cambridge University Press, 2010.

[27]T.R Fernandes Neto, “Short Primary Linear Drive Designed for Synchronous and Induction Operation Mode with On-Board Energy Storage,” Tese de doutorado, Darmstadt University of Technology, 2012.

DADOS BIOGRÁFICOS

Tobias Rafael Fernandes Neto nascido em Fortaleza-CE, possui graduação em Engenharia Elétrica pela Universidade de Fortaleza em 2004, e mestrado pela Universidade Federal do Ceará em 2007. Finalizou o doutorado pela Darmstadt University of Technology – Alemanha em junho de 2012. Desde dezembro de 2013 é bolsista de desenvolvimento cientifico regional da FUNCAP/CNPq no Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade Federal do Ceará. Suas áreas de interesse são acionamento de máquinas elétricas, motores elétricos e automação industrial. Peter Mutschler nascido na Alemanha em 1944. Possui diploma e doutorado em Engenharia Elétrica pela Darmstadt University of Technology – Alemanha em 1969 e 1975 respectivamente.

Durante 1975 e 1988 atuou como pesquisador na Brown Boveri Company, Mannheim, Alemanha (atual ABB). Trabalhou na área de controle microprocessados e proteção de equipamentos, para uma grande variedade de aplicações, tais como inversores de freqüência utilizados em trens e VLTs, controle de motores em geral e gerenciamento de energia de banco de baterias utilizado em carros elétricos. Em 1988, tornou-se professor titular da Darmstadt University of Technology e foi o diretor do Department of Power Electronics and Control of Drives. Suas áreas de interesse são controle e comunicação de sistemas de acionamentos de máquinas elétricos, motores lineares, conversores, controle de fontes renováveis de energia e aquecimento por indução eletromagnética em alta freqüência. Ricardo Silva Thé Pontes nascido em Fortaleza-CE, possui graduação em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal do Ceará em 1979 e mestrado pela Universidade de Brasília em 1983. Recebeu o título de doutor pela Universidade Federal de Uberlândia em 2003. Desde 1979, é professor associado do Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade Federal do Ceará. Suas áreas de interesse são acionamento de máquinas elétricas, motores elétricos, aterramentos elétricos e eficiência energética. Victor de Paula Brandão Aguiar nascido em Fortaleza-CE, possui graduação em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal do Ceará em 2006, e mestrado pela Universidade Federal do Ceará em 2008. Atualmente é doutorando pela Universidade Federal do Ceará. Desde 2009 é professor da Universidade Federal Rural do Semi-Árido. Suas áreas de interesse são acionamento de máquinas elétricas, motores elétricos e eficiência energética em sistemas motrizes industriais.


CONTROLE DA POTÊNCIA GERADA EM MICRORREDES AUTÔNOMAS EISOLADAS COM FONTES DE ENERGIA RENOVÁVEIS E SISTEMA DE

ARMAZENAMENTO COM BANCOS DE BATERIAS

José Gomes de Matos, Luiz Antonio de Souza Ribeiro e Felipe Simões Freitas e Silva Instituto de Energia Elétrica – Universidade Federal do Maranhão – IEE-UFMA

Avenida dos Portugueses, 1966, Bacanga, CEP 65.080-805 – São Luís - MA E-mails: [email protected]; [email protected]; [email protected]

Resumo - Este trabalho apresenta uma nova estratégia para controlar a potência gerada por fontes de energia renováveis conectadas à microrredes autônomas e isoladas, que utilizam sistema de armazenamento a base de banco de baterias. O principal objetivo da estratégia de controle proposta é manter o balanço de energia dentro da microrrede para que a integridade dos bancos de baterias seja garantida, mesmo quando houver potencial para geração de mais energia do que a carga pode consumir e os bancos de baterias são capazes armazenar. Essa meta é alcançada controlando a quantidade de potência gerada dentro da microrrede, sem dissipar eventual excesso de energia gerada em cargas resistivas auxiliares e sem utilizar qualquer comunicação física entre os sistemas de controle dos conversores de potência envolvidos. A frequência elétrica da microrrede é utilizada para informar quanta potência cada fonte de energia pode gerar para que a tensão dos bancos de baterias seja mantida abaixo do seu valor máximo permitido. Um método de controle droop modificado é proposto para implementar esse tarefa.

Palavras-Chave – Banco de Baterias, Controle de Potência, Estado de Carga, Fontes Renováveis de Energia, Microrredes, Turbinas Eólicas.

POWER CONTROL IN AC AUTONOMOUS AND ISOLATED MICROGRIDS WITH

RENEWABLE ENERGY SOURCES AND BATTERY BANKS

Abstract – This paper presents a new strategy to control the power generation from existing energy sources in autonomous and isolated Microgrids with energy storage system based on battery banks. The primary subject of the proposed control strategy is to keep the energy balance into the Microgrid, in order to control the battery banks integrity even when more power can be generated than loads can consume. This goal is achieved by controlling the generated power inside the Microgrid, without using dump load or any physical communication among the power converters or individual energy source controls. The electrical frequency of the Microgrid is used to

Artigo submetido em 03/12/2013. Primeira revisão em 24/03/2014. Aceito para publicação em 18/05/2014, por recomendação do Editor Henrique A. C. Braga.

indicate the amount of power the energy sources need togenerate in order to maintain the battery-banks voltagebelow its maximum permissible value. A modified droopcontrol is proposed to implement this task.

1

Keywords - Battery Bank, Microgrids, Power Control,Renewable Energy Sources, State of Charge, WindTurbines.

I. INTRODUÇÃO

Em vários lugares do mundo um número significativo depessoas que vivem em áreas remotas ou isoladas ainda não temacesso pleno à eletricidade [1]. No Brasil isso correprincipalmente em comunidades residentes em ilhas. Nesseslugares o fornecimento de energia elétrica geralmente tem sidofeito através de geradores a diesel e somente em períodoparcial de 4 horas por dia, compreendidas das 18:00 h às 22:00h. A implantação de redes de distribuição de energia elétricacomercial nesses locais tem sido dificultada por falta deviabilidade técnica e/ou econômica. Logo, mostra-senecessário o desenvolvimento de sistemas de geração locaispara suprir energia elétrica a essas comunidades, visandomelhorar a qualidade de vida e o Índice de DesenvolvimentoHumano (IDH) das mesmas. Felizmente, em muitos desseslugares, como nas ilhas oceânicas, há fontes renováveis deenergia (FRE), especialmente radiação solar e vento. Portanto,esses recursos renováveis podem ser utilizados para formarmicrorredes isoladas para atender às necessidades de energiadessas comunidades, como reportado em [2]-[5].

Devido à natureza intermitente das FRE, a exigência decontinuidade do serviço de suprimento de energia elétrica e aoperação autônoma dessas microrredes isoladas, algum tipode sistema de armazenamento de energia (SAE) é semprenecessário. Embora existam várias diferentes formas de searmazenar energia, em aplicações práticas, os bancos debaterias eletroquímicas, principalmente os do tipo chumbo-ácido, têm sido utilizados, basicamente por razõeseconômicas. Um gerador a diesel (GD) também é geralmentenecessário como fonte de backup para suprir energia quandohá redução ou falta de geração a partir das FRE por períodosprolongados e o estado de carga (EDC) do banco de bateriasatingir um nível crítico.


As comunidades isoladas formam aglomerados do tipo vilas com as moradias geralmente dispersas sobre uma determinada área, que pode ser relativamente extensa. Nesses casos, uma topologia de rede em corrente alternada (CA), que permita a interligação das fontes de potência de forma distribuída, conforme ilustrado no exemplo da Figura 1, é desejável. Nessa figura CFR é um conversor formador da rede, que neste exemplo é aquele conversor com fluxo de energia bidirecional. Ele é responsável por formar a microrrede à qual os outros conversores serão conectados. Embora na Figura 1 este conversor esteja conectado ao banco de baterias, nada impede que o sistema de armazenamento seja formado por outro dispositivo. CSR é um conversor supridor da rede, o qual é conectado a uma FRE. Neste exemplo, estes conversores não podem operar como formadores de rede uma vez que os mesmos estão conectados à fontes de energia renováveis que, por natureza, são intermitentes. WT é uma turbina eólica. PV é um painel fotovoltaico. BB é um banco de baterias e Zi,j é a impedância do circuito (linha) entre a barra i e a barra j. Essa topologia permite conectar as fontes de potência ou geradores à rede elétrica próximo do local onde a energia é consumida, reduzindo os custos com cabeamento, por exemplo. As perdas elétricas globais do sistema também podem ser reduzidas, se uma comparação é feita com outras topologias tradicionais, em que todas as fontes são conectadas a um barramento concentrado, do tipo CC ou CA.

Fig. 1. Exemplo de topologia de microrrede com as fontes de potência distribuídas.

Uma questão crucial relacionada com microrredes autônomas e isoladas, que possuem fontes renováveis, cargas e bancos de baterias distribuídos, é controlar a potência que é gerada internamente para que o balanço de energia no sistema seja mantido sob controle, mesmo quando há potencial para geração de mais energia do que a carga pode consumir e o banco de baterias ainda é capaz de armazenar. Isso é essencial para que a tensão terminal do banco de baterias seja limitada a um valor seguro e, consequentemente, o estado de carga do mesmo também seja controlado.

O controle do balanço interno de energia pode não ser uma tarefa fácil quando a microrrede possui fontes de energia conectadas fisicamente distantes do local onde está instalado o banco de baterias. Uma possível solução tem sido utilizar cargas resistivas auxiliares (“dump loads”) para dissipar o excesso de potência gerada, conforme apresentado em [6], [7]. Essa solução tem a desvantagem de utilizar componentes físicos adicionais ao sistema, geralmente de potência nominal da mesma ordem daquela das fontes renováveis existentes, o

que aumenta o custo de implantação, reduz a vida útil do sistema e torna mais complicada a operação e manutenção do sistema de geração. Uma segunda alternativa consiste em utilizar um sistema de comunicação física entre os conversores de potência para informar aos seus sistemas de controle a respeito do balanço interno de energia na microrrede. Esse sistema de comunicação também deve informar a quantidade de potência que cada conversor precisa gerar para manter esse balanço de energia sob controle. A despeito da sua simplicidade, essa solução tem a desvantagem de reduzir a confiabilidade do sistema de geração, uma vez que a sua operação passa a ser dependente de um sistema físico de comunicação.

Uma solução para integrar um sistema de armazenamento com bancos de baterias em uma microrrede é proposta em [8]. Essa solução considera que todas as fontes de potência da microrrede operam como fontes de tensão e seguem a estratégia convencional de controle droop [9], [10]. Quando o estado de carga do banco de baterias tende para o seu limite máximo, a frequência de referência do sistema, previamente determinada com base na estratégia de controle droop, é incrementada de um determinado valor. Esse incremento de frequência implica numa redução na potência que é gerada pelas demais fontes, tendo como consequência uma redução na potência que é absorvida pelo banco de baterias. A solução funciona com fontes de potência despacháveis, como, por exemplo, geradores a diesel, mas não é efetiva para fontes intermitentes como as fontes renováveis, que geralmente operam segundo um algoritmo de máxima produção de potência (MPP), sem seguir a estratégia de controle droop, sendo interligadas à microrrede como fontes de corrente. No caso do conversor de interface da fonte intermitente ser interligado à microrrede como fonte de tensão, adequações precisão ser feitas na estratégia de controle, para compatibilizar a dinâmica rápida do algoritmo de MPP com a dinâmica relativamente lenta do controle droop, geralmente usado nesse tipo de topologia [20].

Este trabalho propõe uma estratégia alternativa para controlar a potência gerada dentro de uma microrrede isolada com fontes renováveis de energia conectadas de forma distribuída ao longo da mesma. A proposição é controlar a tensão terminal dos bancos de baterias existentes abaixo ou igual ao máximo valor seguro de tensão permitido para os mesmos. Isso é feito limitando-se a quantidade de potência que cada fonte de energia pode gerar a cada instante, conforme mostrado em [11]. A frequência da rede é usada para caracterizar o estado de carga do banco de baterias e quantificar para os sistemas de controle dos conversores quanta potência eles precisam ou podem gerar para manter controlado o balanço interno de energia na microrrede. O controle da tensão terminal dos bancos de baterias implica indiretamente no controle do estado de carga dos mesmos.

O trabalho está organizado como segue. Na Seção II é apresentada uma microrrede simples, formada por um conversor formador de rede e por um conversor supridor de rede, a qual servirá para demonstrar a viabilidade da estratégia proposta. Na seção III é detalhado o funcionamento do conversor formador de rede. Na secção IV é descrito o funcionamento do conversor supridor de rede. A seção V descreve a modelagem da estratégia de controle proposta. Os


resultados experimentais são mostrados na seção VI e na seção VII são apresentadas as conclusões.

II. DESCRIÇÃO DA MICRORREDE ESTUDADA

A Figura 2 ilustra o diagrama simplificado de uma microrrede que é utilizada para explicar o funcionamento da estratégia de controle que é proposta neste trabalho. Ela é composta de um CFR, alimentado por um banco de baterias, e um CSR, que é interligado a uma turbina eólica acoplada a um gerador síncrono a imãs permanentes (GSIP), de passo fixo e velocidade variável. A simplicidade deste sistema é útil para mostrar a exequibilidade da estratégia de controle proposta, porém sem perda de generalidade quanto a sistemas mais complexos.

Fig. 2. Circuito de potência da microrrede estudada.

O CFR é um circuito bidirecional composto por um inversor PWM trifásico e por um conversor CC-CC, que trabalha no modo buck quando o banco de baterias está sendo carregado e no modo boost quando o banco de baterias está sendo descarregado. O inversor PWM serve para controlar o valor eficaz e a frequência da tensão da microrrede. O conversor CC-CC é usado para controlar a tensão do barramento CC do inversor e também o processo de carga e descarga do banco de baterias.

O conversor supridor da rede é usado para controlar a potência que é gerada a partir da fonte de energia renovável. Neste exemplo em particular, é utilizada a topologia convencional do tipo back-to-back para o CSR [12]. Ele é composto de um conversor PWM localizado do lado da rede (CLR) e de um conversor PWM localizado no lado do gerador (CLG). O CLR é usado para controlar a tensão no barramento CC do conversor back-to-back. O CLG é usado para controlar a potência gerada pela turbina eólica, de acordo com um algoritmo de busca do máximo ponto de produção de potência (MPPT).

III. CONVERSOR FORMADOR DE REDE

A. Controle da Tensão e Frequência da Rede O controlador de tensão da rede é implementado em um

sistema de eixos de referência sincronizado com o vetor de tensão da rede e com o eixo-q alinhado com esse vetor. O modelo do filtro no lado delta do transformador (ver Figura 2) é utilizado como ponto de partida para projetar as malhas de controle do CFR. O diagrama de blocos desse

modelo é mostrado na Figura 3, sendo: a resistência série equivalente do indutor de filtro ; a frequência da rede em rad./s, o sobrescrito “ ” denota variáveis no sistema de eixos de referência ; e as correntes no lado delta de ;

a capacitância equivalente por fase do filtro e é igual a ; e as tensões sobre a capacitância do filtro e o

subscrito denota variáveis de saída do inversor PWM do CFR. Todos os diagramas de blocos usados neste trabalho usam o operador .

Fig. 3. Diagrama de blocos do filtro no sistema de referência síncrono .

Com base neste modelo, uma malha interna de corrente e uma malha externa de tensão foram projetadas, conforme ilustrado na Figura 4. Nesta figura, “^” denota grandezas estimadas, é usada para desacoplar as perturbações provocadas pelas correntes de carga e e a perturbação devido aos acoplamentos cruzados de e , os quais são introduzidos pelo modelo . significa segurador de ordem zero. Fundamentalmente, a corrente sobre a indutância

é controlada para regular a tensão sobre a capacitância [9].

Fig. 4. Diagrama de blocos do controlador de tensão da rede.

A Figura 5 mostra o modelo de análise para desacoplamento das entradas de perturbações sobre a malha de controle da tensão de eixo q. Nesse modelo a malha interna de corrente é representada por um sistema equivalente de


primeira ordem, designada na figura pela função de transferência , com largura de faixa . O termo

representa a entrada equivalente de perturbação, que leva em conta a corrente de carga e o acoplamento cruzado do modelo .

Fig. 5. Diagrama de blocos de análise para desacoplamento das perturbações.

A determinação de é baseada numa aproximação amostrada da perturbação, conforme apresentado na Figura 5. O princípio básico para dedução de uma expressão para

é impor a condição de que o efeito das perturbações é nulo sobre a saída do sistema nos instantes de amostragem [21], [22]. Isso é particularmente válido se a dinâmica da perturbação for lenta em relação a taxa de amostragem. De acordo com essa condição, tem-se que é dada por (1), sendo que Z[...] significa transformada Z. A aproximação da entrada física da perturbação no modelo contínuo da planta via ZOH é necessária para tornar a determinação de realizável. Se esta aproximação não fosse usada esta função de transferência só poderia ser determinada caso houvesse a caracterização desta perturbação. Como perturbações não são conhecidas a priori, a aproximação foi usada.

(1)

A partir das expressões de e , mostradas na Figura 5, tem-se:

(2)

(3)

Os termos , e são dados por (4) a (6), sendo

(4)

(5)

(6)

Substituindo-se (2) e (3) em (1) tem-se a função de transferência entre a entrada de perturbação amostrada e o comando de desacoplamento a ser aplicado na saída do controlador da malha de tensão, ou seja:

(7)

O valor da tensão de referência para o controlador de tensãopode ser constante, geralmente igual ao valor da tensãonominal da microrrede, ou pode ser calculado em função dapotência reativa nos terminais do CFR, de acordo com aestratégia de controle droop, reportada em [9], [10]. Nessetrabalho, o valor eficaz da referência de tensão foi fixada em220 V entre fases, tomando-se como base o lado delta de .Considerando que o referencial síncrono é alinhado com ovetor de tensões da rede, os valores de é são zero e179,6 V, respectivamente.

O valor da frequência de referência é calculado usando aestratégia de controle de potência proposta neste trabalho, queserá detalhada na Seção V.

B. Controle do Conversor bidirecional CC-CC No CFR, o conversor CC-CC é usado para controlar a

tensão sobre o capacitor . A ação de controle docontrolador de tensão no conversor CC-CC pode ser entendidacomo equivalente a se conectar uma fonte de tensãocontrolada, com valor médio , entre os terminais docircuito do conversor, conforme mostrado nas Figuras 6(a) e6(b). Se as perdas no conversor forem desconsideradas, atensão sobre a capacitância depende somente da diferençaentre a potência nos terminais do banco de baterias e apotência na saída do CFR , como ilustrado na Figura6(c). Assim, a equação dinâmica de pode ser escrita como(8), sendo uma variável auxiliar, definida como

.

(8)

Fig. 6. O conversor CC-CC: a) circuito original, b) circuitoequivalente médio e c) modelo médio para o barramento CC.

De (8) e da Figura 6(c), o controlador de tensão dobarramento CC do CFR pode ser projetado usando uma malhainterna de corrente para controlar a corrente no banco debaterias ( ) e uma malha de controle externa para controlar atensão sobre a capacitância , conforme ilustrada na Figura7. é usada para desacoplar a perturbação da potência nasaída do inversor sobre a tensão do barramento CC, a qual tema mesma estrutura de e pode ser determinada de maneiraanáloga ao que foi na dedução da mesma (ver dedução de (7)).


Fig. 7. Diagrama de blocos do controlador de tensão no conversor CC-CC.

A saída do controlador de tensão ( ) é o valor de referência para o bloco PWM que é usado para gerar os sinais de controle para as chaves e , como ilustrado na Figura 8 [6]. Se na saída do CFR for positiva, o banco de baterias deve suprir a carga e o conversor CC-CC opera no modo boost, através da chave e do diodo . Caso contrário, o conversor CC-CC opera no modo buck através da chave e do diodo .

Fig. 8. Diagrama de comando do conversor CC-CC.

IV. CONVERSOR SUPRIDOR DA REDE

A. Controle da Corrente Injetada na Rede e da Tensão do Barramento CC

Neste trabalho, o CLR do CSR (ver Figura 2) é usado para controlar a tensão do barramento CC da topologia back-to-back do circuito de potência. Esse controlador utiliza uma malha externa para controlar a tensão do barramento CC e uma malha interna para controlar a corrente que é injetada na rede.

O controlador da corrente injetada na rede é implementado num referencial sincronizado e alinhado com o vetor das tensões de sequência positiva da rede. A sincronização das variáveis do conversor com a rede é feita utilizando-se um PLL síncrono, dotado de um filtro ressonante de segundo ordem, sintonizado na frequência fundamental da rede. O PLL também tem um módulo para extrair as componentes simétricas instantâneas de sequência positiva e negativa da rede [13]. A sintonia do PLL foi feita a partir do seu modelo linear de pequenos sinais, adotando-se uma largura de faixa igual a 100 Hz. O diagrama de blocos do controlador de corrente juntamente com o diagrama de blocos do modelo do filtro no referencial síncrono é mostrado na Figura 9 considerando os sentidos de referência das correntes conforme mostrado na Figura 2, sendo a resistência série equivalente do indutor de indutância , e as correntes no lado delta de , e as componentes de eixos das tensões da rede.

Fig. 9. Diagrama de blocos do controle de corrente injetada na redecom o conversor supridor de rede.

Se as perdas no CLR e na resistência própria do indutorforem desconsideradas, a variação da energia armazenada nacapacitância , de acordo com as convenções da Figura 2, éigual diferença entre a potência ativa recebida da rede e apotência ativa “entregue” ao gerador da turbina. Isso émodelado conforme (9), sendo .

(9)

Para um referencial sincronizado com o vetor dastensões da rede e com o eixo-q alinhado com esse vetor, tem-se e , de modo que

, sendo a amplitude das tensões defase da rede [14]. Assim, a equação dinâmica da tensão nocapacitor é dada por (10), sendo igual a .

(10)

De (10), o diagrama de blocos do controlador de tensão dobarramento CC pode ser projetado conforme ilustrado naFigura 10, sendo que é usada para desacoplar aperturbação da potência gerada sobre a tensão dobarramento CC e é dada por . é determinada demaneira análoga ao que foi feito para , uma vez que asduas tem a mesma estrutura (ver dedução de (7)).

A saída da malha de controle de tensão é a referência decorrente ( ) para a malha interna de controle de corrente.

B. Controle da Potência Gerada pela Turbina Eólica. Neste trabalho, a estratégia de controle da potência gerada

utiliza o CLG para controlar o conjugado do gerador a imãspermanentes e com isso extrair da turbina eólica a potênciaelétrica desejada. O controle do conjugado é obtido através docontrole da corrente do gerador, conforme detalhado a seguir.


Fig. 10. Diagrama de blocos do controle da tensão do barramento CC do CSR.

O controlador do CLG é implementado no referencial síncrono alinhado com o rotor do gerador da turbina. Com base nas referências adotadas neste trabalho, a corrente de eixo

do gerador ( ) é controlada para ser zero. Assim, em regime permanente, o conjugado do gerador ( ) é proporcional a componente de corrente de eixo ( ), como mostrado em (11) [14], sendo dado por (12), o número de polos do gerador e é o fluxo devido ao campo magnético permanente do gerador.

(11)

(12)

As curvas de conjugado mecânico de uma turbina eólica em função da velocidade de rotação ( ), para várias velocidades de vento, são mostradas na Figura 11. Quando a turbina trabalha no seu ponto de máxima produção de potência, o conjugado mecânico ( ) é proporcional ao quadrado de e corresponde a curva indicada por na figura. Essa curva é expressa por (13), sendo uma constante que depende das características físicas e operacionais da turbina e da densidade do ar. O valor de pode ser obtido experimentalmente ou a partir de modelos matemáticos [18], [16].

(13)

Fig. 11. Curvas de conjugado de uma turbina eólica em função da velocidade de rotação para diferentes velocidades de vento.

A curva de conjugado do gerador é indicada pela linha tracejada denominada de na Figura 11. Um possível algoritmo de busca pelo ponto de operação com máxima produção de potência pela turbina pode ser implementado

fazendo-se a curva de conjugado do gerador coincidir com acurva ótima de conjugado mecânico da turbina, ou seja,

. Assim, igualando-se (11) e (13), o valor de referência dacorrente de eixo para o controlador de corrente do gerador( ) é dada por (14). Se for necessário reduzir a potênciagerada pela turbina com relação ao valor da potência do pontode geração máxima, a constante em (14) deve sermultiplicada por um valor menor do que a unidade para que acurva de conjugado do gerador siga a trajetória indicada pelalinha tracejada , mostrada na Figura 11. Esse assunto serádetalhado na seção V.

(14)

O diagrama de blocos do controlador de corrente dogerador é mostrado na Figura 12, sendo a resistência sériedo estator, e as indutâncias de eixo erespectivamente, a frequência elétrica das grandezas dorotor em rad./s e o valor de pico da tensão interna por fasedo gerador. O sobrescrito “ ” denota variáveis no referencialsíncrono ligado ao rotor do gerador.

Fig. 12. Diagrama de blocos do controle de corrente do gerador.

V. ESTRATÉGIA PROPOSTA PARA CONTROLAR APOTÊNCIA GERADA NA MICRORREDE

A. Descrição Geral Em sistemas elétricos isolados não existe a rede elétrica

comercial para absorver eventual superávit de energia geradainternamente na microrrede. Portanto, a potência que é geradaa partir das fontes distribuídas precisa ser controlada quando ademanda da carga é menor do que o que pode ser gerado poressas fontes. Esse controle é necessário para manter o balançointerno de energia na microrrede e garantir a integridade dobanco de baterias, pois, sabe-se que tensões maiores que atensão de gaseificação podem diminuir a sua vida útil oumesmo danificá-lo de forma irreversível [19].

Na estratégia de controle de potência proposta nestetrabalho o conversor formador de rede verifica a tensão dasbaterias para saber se elas atingiram a máxima tensão de cargapermitida e, em caso afirmativo, varia a frequência da redepara informar as outras fontes que diminuam a sua geração.


Com base no valor da frequência da rede, os sistemas de controle de geração das fontes de potência interligadas à microrrede decidem se deve ou não haver restrição de potência gerada por cada uma delas. O princípio de funcionamento dessa estratégia de controle pode ser didaticamente explicado com base na Figura 13.

Enquanto a tensão terminal do banco de baterias estiver abaixo do seu limite máximo, a frequência da rede ( ) é determinada de acordo com a estratégia convencional de controle droop, descrita pela reta na Figura 13. O valor de

é dado por (15), sendo a constante de inclinação da reta . Nessa condição não há restrição quanto à quantidade de

potência que pode ser gerada e as fontes de energia conectadas na microrrede podem operar em seus pontos de máxima potência. Obviamente, isso é verdadeiro somente se o banco de baterias tiver sido dimensionado com capacidade suficiente para absorver toda a potência que as fontes puderem gerar num determinado instante.

(15)

Por outro lado, se a tensão máxima do banco de baterias for atingida, a frequência da rede é imposta para ser sempre maior do que o valor , sendo esta a máxima frequência de operação na estratégia de controle droop convencional. Isto é ilustrado pela curva na Figura 13.

Fig. 13. Frequência versus potência nos terminais do conversor formador de rede de acordo com a proposta de controle de potência.

O valor de é agora uma função que varia dinamicamente com a tensão terminal do banco de baterias ( ), com a potência gerada internamente na microrrede ( ) e com a potência nos terminais do inversor formador da rede. Isso pode ser expresso por (16). Como a determinação desta frequência depende da dinâmica do controlador da tensão do banco de baterias (veja Figura 14), esta curva não é uma reta. Portanto, a Figura 13 mostra somente uma ilustração do que ela realmente poderia ser. Nessa condição de operação, é necessário restringir a quantidade de potência que pode ser gerada pelas fontes renováveis, pois do contrário, a integridade do banco de baterias é colocada em risco. A quantidade de potência que precisa ser reduzida da máxima potência que cada fonte é capaz de produzir em cada instante tem uma relação direta com a diferença de frequência

.

(16)

B. Implementação da Proposta no Ambiente do CFR

O controle da tensão do banco de baterias, com o objetivode garantir a integridade do mesmo, foi implementadoconforme ilustrado na Figura 14. Um controlado é usadopara regular a tensão terminal do banco em um valor menorou igual ao seu valor máximo permitido ( ). A saídadesse controlador é o incremento de frequência que precisaser somado a para obter o novo valor de referência parafrequência da rede. O valor de tem uma relação direta coma quantidade de potência que precisa ser decrementada dapotência gerada para manter a tensão terminal do banco debaterias sob controle.

Fig. 14. Diagrama de blocos do controle de frequência no conversorformador de rede.

C. Implementação da Proposta no Ambiente do CSR A frequência da rede é medida no controlador do conversor

supridor da rede. Se o seu valor for maior do que é porquea tensão do banco de baterias está tendendo a ser superior a

. Para o caso em particular em que a fonte renovável éuma turbina eólica, o controlador do CSR decresce a correntede referência , originalmente calculada por (14), passandoa mesma a ser determinada por (17), sendo uma constanteque serve para compatibilizar a potência nominal do conversorformador de rede com a potência nominal da turbina eólica. Odigrama de blocos dessa ação de controle é mostrado na Figura15.

(17)

Uma redução em implica em uma redução noconjugado do gerador, o que provoca uma redução na potênciaque é produzida pela turbina eólica, mantendo regulada atensão terminal do banco de baterias. A curva de conjugadodo gerador da turbina em função da rotação, nessa condiçãode operação, é exemplificada pela curva tracejada mostrada naFigura 11.

Fig. 15. Diagrama de blocos do controle de potência do conversorsupridor de rede.


D. Sintonia do Controlador da Tensão Terminal do Banco de Baterias

A sintonia do controlador da Figura 14 necessita do conhecimento da dinâmica do banco de baterias. Um possível modelo para uma bateria chumbo-ácido é mostrado na Figura 16, sendo: a tensão de circuito aberto da bateria; a resistência série equivalente; e modelam a sobretensão ou subtensão que ocorre durante o carregamento e descarga do banco de baterias; a resistência que modela as perdas naturais e modela a capacidade da bateria em armazenar energia [18]. Normalmente, as perdas naturais ocorrem de forma muito lenta, de modo que o efeito de pode ser desconsiderado para o propósito deste trabalho.

As formas de onda de tensão e corrente em uma bateria de 30 Ah, 12 V, obtidas durante os testes para estimar os parâmetros do seu circuito equivalente são mostradas na Figura 17. Os valores encontrados no final do ciclo de carga, quando a tensão da bateria atingiu sua tensão de gaseificação de aproximadamente 14,3 V, foram os seguintes: 8.7 m , 430 m , 60 F, and 44.000 F. A partir desses dados pode ser visto que a menor constante de tempo relacionada com a dinâmica da bateria foi de 25,8 s ( ).

Fig. 16. Circuito equivalente de uma bateria chumbo-ácido.

Fig. 17. Formas de onda experimentais de tensão e corrente em uma bateria chumbo-ácido de 30 Ah/12 V: a) Corrente e b) Tensão.

A variação na frequência da rede, mostrada como sendo a saída do controlador da tensão da bateria ( ) na Figura 14, tem uma relação direta com a quantidade de potência que deve ser reduzida da potência global gerada na microrrede. Uma variação na potência nos terminais do banco de baterias implica numa variação na corrente do banco, a qual é aproximadamente dada por (18):

(18)

Assim, o diagrama de blocos para análise e sintonia do controlador de tensão pode ser conforme mostrado na Figura 18, sendo: e

. Do circuito da Figura 16, obtém-se que é dada por (19). Normalmente, tem uma

dinâmica muito mais lenta do que , de modo que pode ser aproximada por (20).

(19)

(20)

Fig. 18. Diagrama de blocos para análise e projeto do controlador depotência gerada.

O controlado da Figura 18 foi sintonizado a partir dosparâmetros do banco de baterias para que a resposta dinâmicado sistema em malha fechada tivesse uma constante de tempoaproximadamente 3 vezes menor do que a constante de tempo

do modelo da bateria. Isso implicou em umcontrolador com uma largura de faixa de 0,0167 Hz, com umintervalo amostragem de 5 .

VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS

A. Descrição da Montagem Experimental A Figura 19 mostra uma fotografia da montagem

experimental do circuito da Figura 2. As características eparâmetros elétricos de cada um de seus módulos sãoresumidos a seguir.

1) Conversor Formador da Rede – A potência nominal é15 kW. Os parâmetros do filtro são ,

e . A tensão do barramento CC é 370 V.As larguras de faixa das malhas de corrente e tensão da redesão 750 Hz e 240 Hz, respectivamente. Os parâmetros doconversor CC-CC são , e

. As larguras de faixa das malhas de controleda corrente da bateria e da tensão do barramento CC foramprojetadas com 500 Hz e aproximadamente 40 Hz,respectivamente. A frequência de chaveamento do inversorPWM e do conversor CC-CC é 10 KHz. Os controladoresforam implementados com uma taxa de amostragem de 100

. O transformador é de 20 kVA, 220 V( )/380 V/(Y). Ovalor de foi dimensionado considerando uma variação de0,6 Hz na frequência para de potência nos terminais dogerador, ou seja,

2) Conversor Supridor da Rede – A potência nominal é 15kW. Indutância do filtro e a capacitância do Link CC:

, e . A tensão dobarramento CC é 470 V. As larguras de faixa das malhas decorrente da rede e tensão do link C foram projetadas com 500Hz e aproximadamente 40 Hz, respectivamente. Osparâmetros do gerador a imã permanente são

, , e V/rad./s. A frequência de chaveamento do CLR e do

CLG é 10 KHz. A taxa de amostragem dos controladores é100 . A constante em (10) foi considerada igual a para compatibilizar a potência nominal do conversor formadorde rede ( 15 kW) com máxima potência de saída do emuladorda turbina eólica (9,5 kW).

3) Banco de baterias – Formado por 20 baterias chumbo-acido de 220 Ah, 12 V cada, conectadas em série. A tensão


máxima do banco é 280 V. Os parâmetros do circuito equivalente do banco foram extrapolados a partir dos valores estimados para uma bateria de 30 AH, cujas formas de onda do ensaio são mostradas na Figura 16. Os valores obtidos são:

, , e .

4) Turbina Eólica – A turbina eólica é emulada por um motor de indução de rotor em gaiola, de 15 cv, 4 polos, 60 Hz, acoplado a um gerador síncrono de imãs permanentes, de 15 cv, 6 polos. O motor de indução é acionado por um inversor industrial, programado para funcionar no modo de controle de conjugado. A referência de conjugado para o motor de indução é calculada a partir da velocidade de rotação do motor, obtida por medição, e da velocidade do vento, programada internamente no mesmo microcontrolador que controla o CSR. Para compatibilizar o valor máximo da tensão de linha no gerador da turbina com a tensão do barramento CC do conversor supridor de rede, a velocidade do conjunto motor-gerador foi limitada a 1.550 RPM. Com isso, a potência máxima de saída do emulador foi limitada a 86% do valor nominal do conjunto, ou seja, 9,5 kW.

4) Programa de Controle do Sistema – O programa de controle da microrrede foi implementado utilizando o Software VisSim, da Visual Solution. O sistema utilizou dois módulos eZdspTM F28335, sendo um para controlar o CFR e outro para controlar o CSR. No mesmo modulo utilizado com o CSR também foi implementado o programa emulador da turbina eólica.

B. Resultados A Figura 20 mostra as formas de onda da tensão no

barramento CC ( ), das correntes de linha no lado Y e no lado do transformador ( ) e da tensão fase-neutro no lado Y de ( , durante um transitório de entrada de um degrau de carga nos terminais do CFR, composta de lâmpadas incandescentes, com potência nominal de 6,9 kW. Os resultados mostram que há um afundamento de aproximadamente 5 V na tensão do barramento CC, o que corresponde 1,35% do valor controlado dessa tensão, que é 370 V. A tensão da rede sofreu um afundamento de aproximadamente 5% com relação ao valor medido antes da entrada da carga. Os resultados mostram que as tensões recuperam os valores originais de antes do transitório em pouco mais de 1 período da tensão da rede. Os valores mais elevados dos picos das correntes no início do transitório se justificam pelo tipo de carga resistiva utilizada nos testes. As lâmpadas incandescentes têm uma resistência a frio muito menor do que a quente; dai a maior corrente de partida observada nos ensaios.

A Figura 21 mostra as formas de onda da tensão no barramento CC ( ), das correntes de linha no lado Y e no lado

do transformador ( ) e da tensão fase-neutro também no lado Y de ( , durante um transitório de entrada em operação da turbina eólica, injetando uma potência aproximada de 5 kW no ponto de acoplamento do CSR com a rede criada pelo CFR. Os resultados mostram que há uma elevação de aproximadamente 4 V na tensão do barramento CC, o que corresponde 0,85 % do valor controlado dessa tensão, que é 470 V. A tensão da rede sofreu uma elevação de aproximadamente 6 % com relação ao valor medido antes da

entrada da geração. Os resultados mostram que as tensõesrecuperam os valores originais de antes do transitório empouco mais de 1 período da tensão da rede.

Fig. 19. Microrrede experimental de 15 kW.

Fig. 20. Entrada de um degrau de carga resistiva no ConversorFormador de Rede.

A Figura 22 mostra a ação da estratégia de controleproposta sobre o comportamento da tensão do banco debaterias e da frequência da rede, quando o banco de bateriasestá carregado e há potencial de geração pela fonte renovável.Nesse ensaio foi considerada uma velocidade de ventoconstante e igual a 9,2 m/2. Incialmente, o banco de bateriasque foi pré-carregado está com uma tensão de 255 V e osistema está em vazio, suprindo somente as perdas dostransformadores e .

Fig. 21. Início de um processo de injeção de potência na rede peloconversor supridor de rede.


No instante t1 a turbina é ligada e uma potência de aproximadamente 5 kW começa a ser injetada na microrrede CA (Figura 22.a). A tensão da bateria cresce rapidamente e no instante t2 alcança o valor 280 V, que é o máximo valor permitido para o tipo de banco em uso. Nesse instante, o controlador de potência começa a atuar e a tensão se estabelece no valor de 280 V, conforme desejado. A frequência permanece acima de , para que a potência gerada seja reduzida e a tensão terminal do banco permaneça controlada. No instante t3, uma carga de 6,9 kW é conectada na saída do CFR. Como há mais potência demandada pela carga do que a capacidade de geração, o banco de baterias supre parte da carga e a sua tensão terminal se reduz (Figura 22.b). No instante t4, a carga de 6,9 kW é desligada. A bateria começa a se recarregar e no instante t5 sua tensão alcança novamente o valor 280 V. A partir desse ponto, a estratégia de controle de potência proposta volta a operar e a tensão terminal do banco de bateras permanece regulada em 280 V, a despeito de haver vento e a turbina eólica ter potencial para produzir energia. A partir de t5, o banco de baterias ainda continua sendo carregado, porém com tensão constante e com corrente de carga decrescente com estado de carga do mesmo. Essa característica de carga é recomendada pelos manuais de fabricantes de baterias do tipo chumbo-acido.

Fig. 22. Comportamento da microrrede devido ao controlador de potência, com a turbina eólica operando com velocidade constante de 9,2 m/s: a) potência na saída do conversor formador de rede, b) tensão terminal do banco de baterias e c) frequência da rede.

VII. CONCLUSÕES

Este trabalho apresentou uma estratégia para controlar a potência gerada em uma microrrede isolada, com bancos de baterias e fontes distribuídas de energia renováveis. O objetivo principal da estratégia é garantir o controle do estado de carga de bancos de baterias existentes na microrrede mesmo quando há possibilidade de ser gerada mais potência do que a carga pode consumir e o sistema de armazenamento é capaz de armazenar. Fundamentalmente, a estratégia proposta calcula a quantidade de potência que deve ser gerada por todas as fontes, em cada instante, para manter no balanço de energia na microrrede. Resultados experimentais demonstraram a efetividade da proposta. Essa estratégia não necessita de comunicação física entre os conversores de potência das fontes renováveis e dos bancos de baterias, nem de resistência

auxiliar para dissipar eventual superávit de potência gerada.Essas vantagens técnicas fazem da estratégia de controleproposta uma promissora ferramenta para aumentar aviabilidade e a confiabilidade de sistemas de geração comfontes renováveis para atendimento de comunidadesresidentes em áreas remotas e isoladas. Embora uma turbinaeólica tenha sido usada como fonte renovável para demonstrara validade da proposta, ela também é válida independente dotipo e número de fontes existentes na microrrede isolada.

AGRADECIMENTOS

Os autores gostariam de agradecer o suporte financeiro e amotivação provida pela ELETROBRÁS, CNPq, CPEletrônica S.A, FAPEMA e Universidade Federal doMaranhão (UFMA).

REFERÊNCIAS

[1] A. Tuladhar, “Power Management of an Off-Grid PVInverter System with Generators and Battery Banks,” inIEEE 2011 Power and Energy Society General Meeting,pp. 1-5, 2011.

[2] L. A. S. Ribeiro, O. R. Saavedra, J. G. Matos, S. L. Leite,G. Bonan, and A. S. Martins, “Design, Control, andOperation of a Hybrid Electrical System GenerationSystem Based on Renewable Energy Sources”, Eletrônicade Potência – SOBRAEP, vol. 26, nº 4, pp. 313-322,setembro/novembro 2010.

[3] L. A. S. Ribeiro, O. R. Saavedra, S. L. Leite, and J. G.Matos, “Isolated Micro-Grid With Renewable HybridGeneration: The Case of Lençóis Island”, IEEETransaction on Sustainable Energy, vol. 2, no. 1, pp. 1-11,January 2011.

[4] L. A. S. Ribeiro, O. R. Saavedra, S. L. Lima, J. G. Matos,and G. Bonan, “Making Isolated Renewable EnergySystem More Reliable,” Renewable Energy, vol. 45, pp.222-231, September 2012.

[5] R. E. Foster, R. C. Orozco, and A. R. P, Rubio, “LessonsLearned from the Xcalak Hybrid System: a Seven YearRetrospective,” in Proc. of 1999 Solar World Conference,International Solar Energy Society, vol. I, pp. 1-9,Jerusalem, July 1999.

[6] N. Mendis, K. M. Muttaqi, S. Pereira, and M. N. Uddin,“A Novel Control Strategy for Stand-alone Operation of aWind Dominated RAPS System,” in IEEE 2011 IndustryApplications Annual Meeting, pp. 1-8, 2011.

[7] M. Singh and A. Chandra, “Control of PMSG BasedSpeed Wind-Battery Hybrid System in an IsolatedNetwork,” in IEEE 2009 Power & Energy Society GeneralMeeting, pp. 1-6, 2009.

[8] M. J. Erickson and R. H. Lasseter, “Integration of BatteryStorage Element in a CERTS Microgrid,” in Proc. of IEEE2010 Energy Conversion Congress and Exposition, pp.2570-2577, 2010.

[9] J. Rocabert, J. A. Luna, F. Blaabjerg, and P. Rodrígues,“Control of Power Converters in AC Microgrids,” IEEETransactions on Power Electronics, vol. 27, no. 11, pp.4734-4749, November 2012.

[10] K. de Brabandere, B. Bolsens, J. Van Keybus, A. Woyte,J. Driesen and, R. Belmans, “A Voltage and Frequency


Droop Control Method for Parallel Inverters,” IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 22, no. 4, pp. 1107–1115, July 2007.

[11] J. G. de Matos, L. A. S. Ribeiro, and E. C. Gomes, “Power Control in AC Autonomous and Isolated Microgrids with Renewable Energy Sources and Energy Storage Systems,” in Proc. of Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society-IECON 2013, pp. 1825-1830, 2013.

[12] Z. Chen, J. M. Guerrero, and F. Blaabjerg, “A Review of the State of Art of Power Electronics for Wind Turbines,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 24, no. 8, pp. 1859-1875, August 2009.

[13] M. Ciobotaru, Reliable Grid Condition Detection and Control of Single-Phase Distributed Power Generation Systems, Dissertation for the Degree of Doctor in Philosophy in Electrical Engineering – Aalborg University, Denmark, 2009.

[14] D. W. Novotny and T. A. Lipo, Vector Control and Dynamics of AC Drives, Clarendon Press, Oxford, 1996.

[15] S. Morimoto, H. Nakayama, M. Sanada, and Y. Takeda, “Sensorless Output Maximization Control for Variable-Speed Wind Generation System Using IPMSG,” IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 41, no. 1, pp. 60-67, January/February 2005.

[16] S. Heier, Grid Integration of Wind Energy Conversion Systems, John Wiley & Sons, 2nd Edition, Chichester, England, 2009.

[17] … “Voltage Characteristics of Electricity Supplied by Public Electricity Networks”, Standard NE 50160, 2010.

[18] Z. M. Salameh, M. A. Casacca, and W. A. Lynch, “A Mathematical Model for Lead-Acid Batteries Parallel”, IEEE Transaction on Energy Conversion, vol. 7, no. 1, pp. 93-98, March 1992.

[19] David Linden and Thomas B. Reddy, Handbook of Batteries, McGraw-Hill, 3rd Edition, New York, USA, 2002.

[20] Douglas B. Bizarro, Ruben B. Godoy, Pedro E. M. J. Ribeiro, Leonardo A. Carniato, Jurandir O. Soares, Luigi G. Júnior, and João O. P. Pinto, “MPP Tracking for Grid Connected Inverters Controlled by Drooping Curves,” inProc. of Brazilian Congress of Power Electronics, 2013.

[21] R.D. Lorenz, "New Drive Control Algorithms (State Control, Observers, Self-Sensing, Fuzzy Logic, and Neural Nets)", Proc. of PCIM, Las Vegas, NV, Sept. 3-6, 1996, pp. 275-289.

[22] Evandro de C. Gomes, Luiz A. de S. Ribeiro, João V. M.Caracas, Sebastian Y. C. Catunda, Robert D. Lorenz."State Space Decoupling Control Design Methodologyfor Switching Converters". Eletrônica de Potência, v. 17,n. 1, p. 456-465, 2012.

DADOS BIOGRÁFICOS

José Gomes de Matos, nascido em 28/01/1957 em CurraisNovos, Rio Grande do Norte, Brasil, é Engenheiro Eletricista(1980) e Mestre em Engenharia Elétrica (1986) pelaUniversidade Federal de Campina Grande. Atualmente éaluno de Doutorado em Engenharia Elétrica na UniversidadeFederal do Maranhão. Ele é professor do Curso de EngenhariaElétrica da Universidade Federal do Maranhão, desde 1980.Suas principais áreas de interesse são eletrônicas de potênciae sistemas de geração elétrica baseados em fontes renováveisde energia.

Luiz Antonio de Souza Ribeiro, nascido em 26/10/1967 emSão Luís, Maranhão, Brasil, é Engenheiro Eletricista (1991)pela Universidade Federal do Maranhão, Mestre (1995) eDoutor (1998) em Engenharia Elétrica pela UniversidadeFederal de Campina Grande.

De agosto de 2004 a fevereiro de 2006 ele foi PesquisadorVisitante da Universidade de Wisconsin, Madison - USA. De1991 a 2008 ele foi Professor do Centro Federal de EducaçãoTecnológica do Maranhão.

Desde 2008 ele é Professor Adjunto do Curso deEngenharia Elétrica da Universidade Federal do Maranhão,São Luís, Brasil. Suas principais áreas de interesse incluemsistemas de controle, sistemas de acionamento CA de altodesempenho, eletrônica de potência e sistema de energiasrenováveis.

Felipe Simões Freitas e Silva, nascido em 19/03/1988 em SãoLuís, Maranhão, Brasil, é Engenheiro Eletrônico (2012) pelaUniversidade Federal de Pernambuco e atualmente é aluno doCurso de Mestrado em Engenharia de Eletricidade naUniversidade Federal do Maranhão. Suas principais áreas deinteresse são eletrônica de potência, sistemas de geraçãoelétrica baseados em fontes renováveis de energia eminirredes.


Abstract –

Keywords -


PSXY.COND = VTO·ISXY. + RS·ISXY.2

PDXY.COND = VD·IDXY. + RD·IDXY.2

WSXY.ON = k0.ON + k1.ON·ISXY t + k2.ON·ISXY2 t

WSXY.OFF = k0.OFF + k1.OFF·ISXY t + k2.OFF·ISXY2 t

PSXY.ON = 1

2· fs·WSXY.ON t ·d t

2

0

PSXY.OFF = 1

2· fs·WSXY.OFF t ·d t

2

0


Wrr t = VCC

2·trr· 0.35·Irr + 0.15·

I

I·i + i

Prr = 1

2· fs·Wrr

t ·d t2

0


10th IEEE/IAS International Conference on Industry Applications (INDUSCON)

IEEE Transactions on Power Electronics

IEEE Industrial Electronics Magazine


Twenty-Fifth IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC),

IEEE Transactions on Industry Applications

in IEEE 23rd Annual Power Electronics Specialists Conference (PESC),

Twenty-First Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC),

Eletrônica de Potência: Circuitos, Dispositivos e Aplicações

IEEE Transactions on Industry Applications

IEEE Transactions on Industrial Electronics

IEEE 35th Annual Power Electronics Specialists Conference (PESC)


Twenty-Fifth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC)

International Power Electronics Conference (IPEC)

IEEE Proceedings on Electric Power Applications,

Revista Eletrônica de Potência

Proceedings of the 6th International Conference on Optimization of

Electrical and Electronic Equipments (OPTIM)

Pulse width modulation for power converters - principles and practice


Revista Eletrônica de Potência

in IEEE Industry Applications Conference (IAS),

IEEETransactions on Industrial Electronics

,


A GENERALIZED SCALAR PULSE-WIDTH MODULATION FORNINE-SWITCH INVERTERS

Fabricio Bradaschia, Leonardo R. Limongi, Felipe C. de Andrade, Gustavo M. S. AzevedoFederal University of Pernambuco, Department of Electrical Engineering

Recife - PE

[email protected], [email protected]

Abstract - The nine-switch inverter has been proposedrecently and, since then, a large number of applicationshas been investigated, specially as a substitute to the dual-bridge (back-to-back) converter. The main advantage ofthe nine-switch inverter is its lesser number of switches(nine instead of twelve of the back-to-back converter),which has as a tradeoff some restrictions in the totalattainable amplitude at its outputs, dependent on thephase shift between its two terminal sets. Thus, whenmigrating modulation techniques from the conventionalthree-phase inverter to the nine-switch inverter, moreconcerns have to be addressed. This paper deals withpulse-width modulation strategies that can be easilyimplemented by using the concept of generalized scalarmodulation in this type of inverter. In fact, suchconcept leads to a systematic and straight approach tothe generation of any continuous or discontinuous pulse-width modulation strategy. Aiming the reduction ofswitching losses, the generalized modulation is appliedwith a specific distribution parameter that reduces thenumber of switchings and the power losses of the three-phase nine-switch inverter. Experimental results confirmthe validity of the proposed method.

Keywords – Nine-Switch Inverter, Pulse-WidthModulation, Switching Losses.

I. INTRODUCTION

In the last decades, the increasing reliability of power

semiconductor devices allowed the development of the field

of power electronics in a wide variety of applications for

renewable energy sources and power quality solutions [1],

[2]. This growth has boosted the development of pulse-

width modulation (PWM) techniques providing a wide linear

modulation range to the converters, a reduced computational

burden in its implementation, fewer losses and a lower total

harmonic distortion (THD) of the switching waveforms.

The modulation techniques for three-phase inverters can

be classified in three types: indirect, such as space-vector

modulation (SVM) [3], [4] and scalar modulation [5]; direct,

such as synchronous optimal modulation [6] and selective

harmonic elimination PWM [7]; and based on switching

tables, where the switches’ states are defined directly from

control strategies, such as sliding mode control [8] and direct

torque control [9]. Considering the indirect modulation

techniques, in SVM, the duty cycles of the switches in one

Manuscript received 04/02/2014. First revision 07/04/2014,

second revision 27/05/2014. Accepted for publication 27/05/2014, by

recommendation of the Regular Section Editor Cassiano Rech.

inverter leg depend on the variables of other output phases,

while, in scalar modulation, the duty cycles of the switches

in one inverter leg do not depend on the other output phases.

Scalar modulation and SVM techniques have been largely

used to command six-switch two-level voltage source inverters

(VSI) or multilevel inverters [10]-[12].

The conventional SVM is based on the reference space

vector, composed of a volt-second average of the three

nearest switching vectors. In scalar modulation, the inverter

switching states are identified by comparing a carrier signal

(usually a triangle waveform) with a modulating signal. In

particular, modified modulation techniques, that use non-

sinusoidal modulating signals generated by adding zero axis

components (homopolar components) to the three sinusoidal

reference waveforms, could be applied in order to enhance a

particular characteristic of the inverter, such as wider linear

modulation range, efficiency or THD. Previous works [3]-[5]

have shown that SVM produces switching sequences identical

to those obtained with the modified scalar modulation when

the appropriate zero axis components is used. Since the scalar

approach uses simple equations only with scalar variables

to determine the switches duty cycles, its implementation

is more straightforward than the SVM, that uses lookup

tables and trigonometric equations, specially if applied to

nonconventional converter topologies.

In the last decades, several authors proposed to generalize

the PWM techniques of various three-phase converter

topologies, such as conventional six-switch two-level VSIs

[5], [13]-[15], multilevel inverters [16], [17] and matrix

converters [18]-[20]. Based on a detailed analysis of these

past efforts, it is observed that, unfortunately, the process of

generalization is not straightforward and the derived PWM

techniques of each topology bear little resemblance among

them. On the other hand, most of the generalizations used the

scalar approach, that is easier to understand and implement,

instead of the two or three dimension vectorial approach. One

possible use of generalized scalar PWM is in the reduction

of switching losses in high-efficiency power converters [19].

High switching losses are responsible for excessive thermal

stress, reduction of the lifetime of semiconductor devices and

additional cost associated with the heat sink and packaging.

This issue becomes specially important in applications that

require high switching frequencies such as power filters and

variable frequency drives for high-speed motors.

These same issues are equally applicable to the nine-switch

inverter, which is composed of two three-phase inverter units,

named top and bottom units, that share not only the dc-link

voltage but also three switches, i. e. the three bottom switches

of the top unit and the three upper switches of the bottom unit

are the same [21]. The large number of applications already


explored for this topology in a short amount of time only

proves its feasibility as a possible substitute to the back-to-

back converter, formed from two six-switch two-level VSIs

sharing the same dc-link [22]-[27]. The main disadvantages

of the nine-switch inverter when compared with the back-

to-back converter are: larger voltage stress in the switches;

more complex modulation techniques, switching patterns and

dead-time algorithms; and uneven power loss distribution on

the switches. Notwithstanding, the main advantage of the

nine-switch inverter is its reduced number of switches (three

fewer than the back-to-back converter), impacting on the cost,

volume and weight of the system.

The first PWM technique proposed for the nine-switch

inverter was based on a sinusoidal modulation, which

compares a high frequency triangular carrier with three

sinusoidal reference signals, in order to create gating pulses

for the switches [21]. The nine-switch inverter presents some

restrictions in the total attainable amplitude at its outputs,

dependent on the phase shift between its two terminal sets,

which means that when migrating modulation techniques

from the six-switch two-level VSI to the nine-switch inverter,

more concerns have to be addressed. These concerns were

investigated in [28], using the concepts of continuous and

discontinuous modulations.

Moreover, a SVM has been proposed to extend the linear

region of both top and bottom units of the nine-switch inverter

[29]. The method increases the sum of modulation indexes up

to 15% in contrast with the sinusoidal modulation. In order to

reduce the number of semiconductor switchings, the authors

presented a specific SVM switching pattern [29]. However,

this conventional SVM can be used only in the different

frequency (DF) operation mode. Recently, Dehghan et. alproposed a new SVM for the nine-switch inverter that supports

both the common frequency (CF) and DF operation modes

[30].

Although these papers explore specific modulation

techniques, there is not any work that presents a generalized

PWM strategy for nine-switch inverters. In this paper,

a generalized PWM strategy for nine-switch inverters

is proposed, in which the switching sequence is easily

implemented by using the concept of scalar PWM. Moreover,

the scalar approach for the generalized PWM uses the

non-sinusoidal modulating signals as reference voltages

of the inverter legs to determine the switches duty cycles,

making the implementation much simpler than the SVM.

Based on this generalization, this paper presents specific

PWM techniques that reduce the number of switchings in

the nine-switch inverter, aiming the reduction of its power

losses. Experimental results demonstrate the validity of the

generalization concept and the feasibility of the specific PWM

techniques.

II. GENERALIZED SCALAR PWM TECHNIQUE FOR

SIX-SWITCH TWO-LEVEL INVERTERS

The conventional three-phase six-switch two-level VSI is

shown in Figure 1. Due to the capacitive nature of the dc-link

and the inductive nature of the load, there are eight possible

switch combinations, categorized in the SVM as active vectors

Fig. 1. Three-phase six-switch two-level VSI.

(V1, V2, V3, V4, V5 and V6) and zero vectors (V0 and V7).In the SVM, at every switching period (Tsw), the referencevoltage vector, defined by the abc − αβ transformation ofthe three voltage references, is synthesized by four vectors,

the two adjacent active vectors and the two zero vectors,

weighted by their respective duty cycles. The output voltages

are completely defined by the two active vectors, whist the

remaining of the switching period (the total zero time interval)

is freely distributed between the two zero vectors, since both

vectors produce null voltage at the inverter’s outputs. Different

PWM techniques are produced by simply changing the total

zero time interval distribution between V0 and V7. This is thebase for the generalized scalar PWM technique for the three-

phase six-switch two-level VSI, presented in [5], [13], [14].

Since the generalization is essentially scalar, a general solution

for the duty cycles of the upper switches of the six-switch two-

level VSI is calculated and compared with a triangular carrier,

in order to determine the on-off state of all six switches. Themethodology to determine the general solution for the duty

cycles is carried out as follows.

Consider the output voltage references defined by

v∗j0 = vsj0 + vh, j = {a, b or c} (1)

where vh is the homopolar voltage component, known alsoas zero axis voltage component, and vsj0 are the sinusoidalvoltage components given by

⎧⎪⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎩

vsa0 = m vdc√3cos (ωt)

vsb0 = m vdc√3cos (ωt− 2π

3 )

vsc0 = m vdc√3cos (ωt+ 2π

3 )

(2)

where m is the modulation index, vdc is the dc-link voltageand ω is the desired angular frequency of the output voltages.The general solution for the duty cycles is given by

DGj =

12+v∗j0vdc

(3)

where DGj is the generalized duty cycle of the switch Sj and

the carrier used henceforth is defined as a triangular waveform

limited between 0 and 1 with frequency equal to fsw.


Substituting (1) in (3), it is possible to find that

DGj =

12+vsj0vdc︸︷︷︸

Dj

+vhvdc︸︷︷︸Dh

(4)

where Dj is the duty cycle associated with the sinusoidal

voltage component and Dh is the duty cycle associated with

the homopolar voltage component.

In order to complete the generalization process, it is

necessary to associate the duty cycle Dh with the infinite

possible distributions of the zero vectors in the total zero

vector time interval. Figure 2 shows three possible switching

states generated by the same sinusoidal components and

different homopolar components and their influence in the

zero vectors distribution. Observing Figure 2(a), it is possible

to note that⎧⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎩

DV 7 = Dmin

DV 0 = 1−Dmax

Dnull = DV 0 +DV 7 = 1−Dmax +Dmin

(5)

whereDV 0 andDV 7 are the duty cycles of the zero vectors V0and V7, respectively, Dmin and Dmax are the minimum and

maximum duty cycles of the upper switches of the six-switch

two-level VSI using sinusoidal references, respectively, and

Dnull is the total zero vector duty cycle.

In Figure 2(b), the vector V0 is not applied which means thatDnull is exclusively for V7. The opposite occurs in Figure 2(c)where the vector V7 is not applied. However, it is important tosee that regardless of which switching state is being used, the

expression given by (5) is always valid.

In order to carry out the generalization, it is necessary to

define a parameter μ responsible for distributing the total zerovector duty cycle between V0 and V7 as follows:⎧⎨

⎩DV 0 = μDnull

DV 7 = (1− μ)Dnull

(6)

where 0 ≤ μ ≤ 1.The generalization is then performed by removing the

existent contribution of the zero vector V7 (DV 7 = Dmin)

from the duty cycles of the sinusoidal PWM, Dj , and adding

the new contribution of the zero vector V7 as a function of theparameter μ (DV 7 = (1 − μ)Dnull = (1 − μ)(1 − Dmax +Dmin)), leading to

DGj = Dj −Dmin︸︷︷︸

existent DV 7

+(1− μ)(1−Dmax +Dmin)︸︷︷︸new DV 7

. (7)

Rearranging (7), it is possible to determine the duty cycle of

the generalized scalar PWM [5], [13], [14]:

DGj = Dj −μDmin + (1− μ)(1−Dmax)︸︷︷︸

Dh

. (8)

When 0 < μ < 1, the generalized scalar PWM is knownas continuous modulation. A particular case occurs when

Fig. 2. Possible switching states of the three-phase six-switch two-

level VSI: (a) tV 0 = tV 7 = tnull/2; (b) tV 7 = tnull; (c) tV 0 =tnull.

μ = 0.5, leading to the symmetrical SVM. Also, the parameterμ can assume extreme constant values, i. e., μ = 0, μ = 1 oreven change from 0 to 1 or from 1 to 0 at any time. These

cases are known as discontinuous modulation. In Figure 3,

three normalized non-sinusoidal voltage references (v∗a0) withtheir associated sinusoidal (vsa0) and homopolar voltage (vh)components are shown, in which two of them use constant

values of μ and the other uses a pulsed pattern for μ.When comparing (4) and (8), it is possible to note that the

duty cycle of the homopolar voltage component depends on

the distribution parameter μ that defines the time intervals forthe zero voltage vectors V0 and V7. Thus, this associationbetween the homopolar voltage and the distribution parameter

μ is the prove of the generalization process. The generalizedscalar PWM yields non-sinusoidal reference voltages, while

the sinusoidal PWM yields sinusoidal ones. Although the load

phase voltages remain sinusoidal for both cases, the maximum

output phase voltage of the sinusoidal PWM is equal to vdc/2(m ≤ √

3/2), while in the generalized scalar PWM is equalto vdc/

√3 (m ≤ 1), due to the addition of the homopolar

component. It is important to mention that, independently of


Fig. 3. Three normalized non-sinusoidal voltage references (v∗a0)with their associated sinusoidal (vsa0) and homopolar voltage (vh)components for: (a) μ = 0.5 (constant); (b) μ = 0 (constant); and(c) pulsed pattern for μ.

the choice of μ, the maximum output phase voltage is alwaysequal to vdc/

√3, i.e., the use of the dc-link voltage in the

linear region is maximum for all values of μ.The algorithm for the generalization process can be

described as follows: first, compute the sinusoidal PWM

solution for the duty cycles Dj in (4), using the reference

voltages in (2); second, determine the minimum and maximum

duty cycles among them; third, choose μ; fourth, calculate thegeneral solution for the duty cycles in (8).

III. GENERALIZED SCALAR PWM TECHNIQUE FOR

NINE-SWITCH INVERTERS

In the nine-switch inverter, shown in Figure 4, each leg

is composed of three switches and two available output

terminals. This approach results in a dual inverter with two

power units, named top and bottom inverter units, with two

sets of three-phase output terminals (abc and rst). The middleswitch in each leg is shared by both inverter units.

It is important to mention that, although the nine-switch

inverter can operate in both CF and DF modes, a much wider

range of application is found when operating in the DF mode,

i.e. with both inverter units operating independently. For this

reason, the generalization process for the nine-switch inverter

is carried out considering it always in the DF mode.

Fig. 4. Nine-switch inverter.

A. Topology Constraints and Scalar PWM ApproachThe reduction of the number of devices in the nine-switch

inverter topology imposes certain switching constraints that

should be considered in the PWM method. As can be seen

in Figure 4, there are eight possible switching states for each

leg of the nine-switch inverter, but there are only three valid

switching states, i.e. one switch is always open and the

other two are closed. Depending on the switching state, two

different voltage levels can be imposed at each inverter output

terminal. The valid switching states and the output voltages

for the inverter leg ar are described in Table I.Considering Table I, it is possible to find that switch Sj

controls the output voltage vj0 as follows:

vj0 = (2Sj − 1)vdc2 (9)

where Sj = 0 and Sj = 1 represent switch open and closed,respectively, and j = {a, b or c}.The duty cycle Dj of switch Sj in the top inverter unit can

be determined taking the average value of (9) in Tsw:

Dj =12+v∗j0vdc

(10)

where v∗j0 is the reference voltage imposed at the outputterminal j, which is equal to vj0 (average value in the Tsw).Similarly, observing Table I, it is possible to note that switch

Sk, where k = {r, s or t}, controls the voltage vk0 through thefollowing expression

vk0 = (1− 2Sk)vdc2 (11)

where Sk = 0 and Sk = 1 represent switch open and closed,respectively.

TABLE ISwitching States for Inverter Leg ar

Switching State Sa Sar Sr va0 vr01 On On Off +vdc/2 +vdc/22 On Off On +vdc/2 −vdc/23 Off On On −vdc/2 −vdc/2


Taking the average value of (11) in Tsw, it is possible to findthe duty cycle Dk of switch Sk:

Dk =12− v∗k0vdc

(12)

where v∗k0 is the reference voltage imposed at the outputterminal k, which is equal to vk0 (average value).It can be noted that switches Sj and Sk in the same leg

have opposite behavior: for example, while va0 is positivewhen Sa = 1, vr0 is positive when Sr = 0, and vice-versa. For this reason, the duty cycle Dk presents an opposite

sign when compared with Dj . Moreover, in Table I, it is

possible to find that vj0 ≥ vk0 for all possible switchingstates. Considering the average value in Tsw, it is foundthat vj0 ≥ vk0 and, consequently, the following inequalitiesshould always be respected, for j and k in the same inverterleg:

v∗j0 ≥ v∗k0 ⇐⇒ Dj ≥ 1−Dk = Dk. (13)

Based on (13), it is impossible for the nine-switch inverter to

synthesize two pure sinusoidal voltages at the outputs j and k,since at some point the sinusoidal voltage at terminal k wouldbecome greater than the one at terminal j. Nevertheless, thisrestriction can be overcome by scaling and shifting the duty

cycle expressions of both inverter units, such that Dj ≥ Dk.

B. Generalized Scalar PWMBased on the nine-switch inverter constraints, the duty cycle

spanning range of both inverter units should always be disjunct

in the DF operation mode. As a consequence, there is a natural

reduction of the modulation index range and a dc-link voltage

sharing for both units.

A general approach is achieved when the duty cycle valid

range (0 ≤ D ≤ 1) is unequally divided for the top andbottom inverter units as shown in Figure 5, corresponding to an

unequal dc-link sharing between units. It is clear that the sum

of the modulation index limits of both inverter units should be

always equal to unity, i. e. Mbot + Mtop = 1. In order toobtain the generalized duty cycles expressions for the top and

bottom inverter units, it is necessary to scale and shift the duty

cyclesDGj of the conventional six-switch two-level VSI, given

by (8).

For the top unit, the duty cycles are scaled and shifted as

Fig. 5. Top and bottom inverter unit areas for unequal dc-link sharing

and the triangular carrier.

follows

DGjtop =MtopD

Gj + (1−Mtop)︸︷︷︸

Mbot

(14)

where j = {a, b or c} andMbot = 1−Mtop.

Replacing (8) in (14) and considering μ = μtop,vsj0 ·Mtop = vsj0top andm ·Mtop = mtop, it yields

DGjtop

= Djtop − μtopDmintop+

+(1− μtop)(1−Dmaxtop) + (1−Mtop)μtop(15)

where μtop ∈ [0, 1],

Djtop = 1−Mtop

2+vsj0topvdc

(16)

Dmintop = 1−Mtop

2+vmintop

vdc(17)

Dmaxtop = 1−Mtop

2+vmaxtop

vdc(18)

with vmintop and vmaxtop being defined by

vmintop = min (vsa0top , v

sb0top , v

sc0top) (19)

vmaxtop = max (vsa0top , v

sb0top , v

sc0top). (20)

Also, the top inverter unit generalization is valid for the

sinusoidal reference voltage set defined by⎧⎪⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎩

vsa0top = mtopvdc√3cos (ωtopt)

vsb0top = mtopvdc√3cos (ωtopt− 2π

3 )

vsc0top = mtopvdc√3cos (ωtopt+ 2π

3 )

(21)

where mtop is the modulation index and ωtop is the output

voltage angular frequency for the top inverter unit. It is

important to mention that the modulation index of the top unit

is limited atmtop ≤ Mtop, whereMbot +Mtop = 1.Similarly, the complementary duty cycle expressions

for the bottom inverter unit are obtained by scaling the

complementary duty cycles of the conventional six-switch

two-level VSI, given by (8), as follows:

DG

kbot=MbotD

G

k (22)

whereDG

k = 1−DGk are the complementary duty cycles of the

conventional six-switch two-level VSI using index k instead ofj, with k = {r, s or t} andMbot = 1−Mtop.

Replacing (8) in (22) and considering μ = μbot,vsk0 ·Mbot = vsk0bot andm ·Mbot = mbot, yields

DG

kbot= Dkbot − μbotDminbot+

+(1− μbot)(1−Dmaxbot)− (1− μbot)(1−Mbot)(23)

where μbot ∈ [0, 1],

Dkbot =Mbot

2+vsk0botvdc

(24)


Dminbot =Mbot

2+vminbot

vdc(25)

Dmaxbot =Mbot

2+vmaxbot

vdc(26)

with vminbot and vmaxbot being defined by

vminbot = min (vsr0bot

, vss0bot , vst0bot

) (27)

vmaxbot = max (vsr0bot

, vss0bot , vst0bot

). (28)

Also, the bottom inverter unit generalization in (23) is valid

for the sinusoidal reference voltage set defined by

⎧⎪⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎩

vsr0bot = mbotvdc√3cos (ωbott)

vss0bot = mbotvdc√3cos (ωbott− 2π

3 )

vst0bot = mbotvdc√3cos (ωbott+ 2π

3 )

(29)

where mbot is the modulation index and ωbot is the output

voltage angular frequency for the bottom inverter unit. It is

important to mention that the modulation index of the bottom

unit is limited atmbot ≤ Mbot, whereMbot +Mtop = 1.This generalization is particularly useful when both inverter

units need to synthesize output voltages with different voltage

limits and angular frequencies, such as in dual active power

filters, dual hybrid power filters and interfacing a low-

frequency grid with a high-frequency load.

The algorithm for the generalization process can be

described as follows:

1. chooseMtop andMbot, respectingMbot +Mtop = 1;2. compute the sinusoidal PWM solutions for the duty

cycles in (16) and (24), using the reference voltages in

(21) and (29);

3. determine the minimum and maximum duty cycles in

(17)-(20) and (25)-(28);

4. choose μtop and μbot;5. calculate the general solution for the duty cycles in (15)

and (23).

A special case, in which the top and bottom inverter units

share equally the dc-link voltage (Figure 6), can be derived

whenMbot =Mtop = 0.5. In this case, the relations (14) and(22) fall respectively to

DGjtop =

DGj

2+12

(30)

DG

kbot=

DG

k

2. (31)

The generalization for the equal dc-link sharing is

particularly useful when both inverter units need to synthesize

output voltages with the same voltage limit but not necessarily

the same angular frequency, such as when driving two similar

motors at different speeds.

Fig. 6. Top and bottom inverter units areas for equal dc-link sharing

and the triangular carrier.

IV. SWITCHING LOSSES REDUCTION MODULATION

TECHNIQUES FOR NINE-SWITCH INVERTERS

Based on the generalization method presented in the

previous section, it is possible to apply such generalized scalar

PWM with a specific pattern for μtop and μbot, aiming thereduction of the power losses in both top and bottom units of

the nine-switch inverter.

A. Modulation Technique Based on the Pulsed Pattern for μChung and Sul [31] studied the possibility of changing the

moment of clamping an input phase to achieve lower switching

losses in the controlled rectifier. Later, this technique was

extended to three-phase six-switch two-level VSI [32]. In

this technique, segments of clamped output voltages are

synchronized with the positive and negative peaks of the

output currents of the six-switch two-level VSI. In order to

guarantee the minimization of the switching losses in all range

of the output load angle (ΦV−I ), the clamping segmentsdefined in [31] were adapted as a function of the distribution

parameter μ of the generalized scalar PWM, so that theclamping segments are always in the vicinity of the positive

and negative peaks of the output currents.

In the generalized PWM, if μ = 1 is chosen, the outputphase with the lowest voltage is clamped in negative point of

the dc-link (Figure 1), else if μ = 0 is chosen, the outputphase with the highest voltage is clamped in positive point of

the dc-link. Thus, with the appropriate choice of μ, always thehighest absolute output voltage of the six-switch two-level VSI

is clamped as follow: if the highest absolute output voltage

reference is positive, choose μ = 0, and if the highest absoluteoutput voltage reference is negative, choose μ = 1. For abalanced three-phase output voltage set, a pulsed pattern for

μ, defined by alternating ones and zeros that change at every60◦ of the output voltage angle, is obtained.If the previous logic is used, the clamped voltages segments

are synchronized with the positive and negative peaks of the

output phase voltages. However, it is desired to synchronize

these clamped voltages segments with the peaks of the load

currents, in order to decrease the switching losses. One simple

way to solve this issue is to choose the value of μ from a set ofthree-phase logical signals shifted of an angle Φμ from the set

of three-phase output voltage references (Figure 7) [32]. This

guarantees that the new pulsed pattern for μ lags the original


pattern by the angle Φμ.

The same PWM technique presented for the six-switch two-

level VSI can be applied for both inverter units of the nine-

switch inverter, generating pulsed patterns for μtop and μbot,that guarantee that the clamped voltages segments of both

units are synchronized with the peaks of their output currents.

The major difference between the nine-switch inverter and

the six-switch two-level VSI for this technique is the fact

that the top inverter unit cannot clamp the output phase with

the lowest voltage in negative point of the dc-link, since the

bottom switch of the top unit is shared with the bottom unit, as

well as, the bottom inverter unit cannot clamp the output phase

with the highest voltage in positive point of the dc-link, since

the top switch of the bottom unit is shared with the top unit.

Thus, this technique can only clamp the voltage segments half

of the times for both inverter units.

Notwithstanding, considering the angle between the output

voltages and currents of the top and bottom unit as ΦtopV−I

and ΦbotV−I , it is possible to find the respective shifting angles

Φtopμ and Φbot

μ by means of the function defined in Figure 7.

Therefore, the pulsed patterns for μtop and μbot can be defined.

B. 120◦ Discontinuous Modulation TechniqueSince the modulation technique based on the pulsed pattern

for μ is only able to clamp half of the output voltage segmentsfor both top and bottom units of the nine-switch inverter, the

clamping segments for all output phases of each inverter unit

sum 180◦ per fundamental period.Other possible modulation technique is the 120◦

discontinuous modulation, in which the output voltages

of inverter unit are clamped all the time in the positive or the

negative point of the dc-link. Since the output voltages of

the top inverter unit can only clamp in the positive point of

the dc-link, μtop = 0 is chosen. Similarly, since the outputvoltages of the bottom inverter unit can only clamp in the

negative point of the dc-link, μbot = 1 is chosen. With suchtechnique, the clamping segments for all output phases of

each inverter unit sum 360◦ per fundamental period, twice ofthe modulation technique based on the pulsed pattern for μ.It is important to mention that, when using modulation

techniques to reduce the switching losses, the inverter presents

a smaller number of commutations, leading to a slightly

Fig. 7. Behavior of the lag Φμ as a function of the load displacement

angle ΦV−I , used to determine the values of μ.

larger value of THD for the output currents when compared

with modulation techniques that present a higher number of

commutations.

V. COMPARISON AMONG TECHNIQUES

The nine-switch inverter performance is compared for

three particular modulation techniques: symmetrical SVM

(equivalent to μtop = μbot = 0.5), 120◦ discontinuous PWM(equivalent to μtop = 0 and μbot = 1) and modulation basedon pulsed pattern for μ (with the objective of synchronizingthe clamped voltage segments with the corresponding current

peaks).

A. Description of the Performance MetricsThe nine-switch inverter performance metrics adopted for

comparison are: number of switchings in each switching

period, THD of the output currents and efficiency. For

the number of switchings, it is considered the double-sided

switching pattern for all modulation techniques, i.e., the first

and second halves of the switching period are mirrored. For

the THD, it is considered the maximum THD among all output

currents, which is calculated up to harmonic order 51.

The conduction and switching losses of the IGBTs and

diodes are estimated by simulation using a methodology based

on data provided by devices data sheets [33]. In general,

the data sheets provide experimental curves of the forward

voltage during conduction for the IGBT and diode, the turn

on and turn off losses for the IGBT and the reverse recovery

loss for the diode. Those curves depend on several device

parameters, such as conducting current, blocking voltage,

temperature, gate resistance and gate-emitter voltage. In order

to make a fair comparison among modulation techniques,

the temperature, gate resistance and gate-emitter voltage are

considered constant. Therefore, only the effects of the

conducting current and blocking voltage on the device loss are

considered.

The conduction energy loss for an IGBT or a diode can be

expressed as

Econd =∫ tcond

0

vcond(i)i(t)dt (32)

where Econd is the conduction energy loss, vcond is the deviceconduction voltage, i is the conduction current and tcond isthe conduction time. The conduction voltage dependence on

the conduction current is generally nonlinear. Although a

linear approximation is often used, a second order polynomial

equation is a better characterization of such dependence. Thus,

the polynomial equation is expressed as

vcond = Acondi2 +Bcondi+ Ccond (33)

where Acond, Bcond and Ccond are the coefficients obtained

from the curve fitting of the data provided by the device data

sheet.

Although the switching and the reverse recovery energy

losses are characterized similarly to the conduction energy

losses, two variables must be considered: the blocking voltage

prior turn on or after turn off and the conduction current


after turn on or prior turn off. The turn on, turn off and

the reverse recovery losses dependence on the conduction

current is generally nonlinear, being represented by a second

order polynomial equation. On the other hand, for some

manufacturers, such as Semikron, the dependence on the

blocking voltage is approximately linear, being represented by

a voltage ratio. Thus, the turn on, turn off and the reverse

recovery losses are expressed as

Esw = (Aswi2 +Bswi+ Csw)

vblock

V refblock

(34)

where Asw, Bsw and Csw are the coefficients obtained from

the curve fitting of the data provided by the device data

sheet, V refblock is the reference blocking voltage used by the

manufacturer to obtain the data sheet curves and vblock and iare the instantaneous blocking voltage and conduction current

measured every time that a switching occurs, respectively.

Although the switching losses are represented by the same

equation, different coefficients should be considered for the

turn on, turn off and reverse recovery losses.

After estimating the conduction and switching energy losses

for each switch (IGBT + diode), the total energy loss is

calculated and divided by the simulation time, in order to

find the total power loss (Ploss). Equivalently, the total

inverter output power (Pout) is calculated as the sum of the

output power of each inverter unit. Thus, the efficiency (η) isexpressed as

η =Pout

Pout + Ploss. (35)

B. Comparison ResultsIn order to evaluate the nine-switch inverter efficiency for

each modulation technique, a 50 A / 1200 V Semikron module

(formed by one IGBT and one diode in anti-parallel) is chosen

with temperature fixed in 125 ◦C, gate resistance equal to27 Ω, gate-emitter voltage equal to 15 V and V ref

block = 600 V.The other system parameters are: output frequencies equal

to 60 Hz, dc-link voltage equal to 600 V and equal dc-link

sharing (Mtop =Mbot = mtop = mbot = 0.5).As for the number of switchings, the SVM does not present

any output voltage clamped segments during the fundamental

period. Therefore, it always presents 24 switchings (eight

for each output phase). Using μtop = 0, each inverter topswitch (Sa, Sb and Sc) remains in on state during 120

◦. Forexample, while Sa is on, there are four switchings in the legar (two for Sr and two for Sar) and eight switchings in theother legs, presenting a total of 20 switchings for both units.

Using μbot = 1, each inverter bottom switch (Sr, Ss and St)remains in on state during 120◦, presenting also a total of 20switchings for both units. Therefore, the modulation based

on the pulsed pattern for μ (changing at every 60◦) presents atotal of 20 switchings, although there is no switchings around

the positive peaks of the output currents for the top unit and

around the negative peaks of the output currents for the bottom

unit, resulting in reduced switching losses. A good alternative

is the 120◦ discontinuous modulation (μtop = 0 and μbot = 1),that presents a total of 16 switchings (eight switchings for the

leg that is not clamped and four switchings for the two legs that

are clamped). Table II summarizes the number of switchings

for each modulation technique. Based on this analysis, it is

expected for the 120◦ discontinuous modulation to present thehighest efficiency and for the SVM to present the lowest.

The efficiency and THD performance metrics are evaluated

as function of the inverter output power (Pout), the

load displacement factor (LDF) and the inverter switching

frequency (fsw) and the results are presented in Figures8, 9 and 10, respectively. It is possible to see that the

120◦ discontinuous modulation presents the best efficiencyperformance for all studied cases (Figures 8(a), 9(a) and

10(a)), followed by the modulation based on the pulsed pattern

for μ and the SVM.In terms of current THD (Figures 8(b), 9(b) and 10(b)), the

pulsed μ modulation presents the best performance, followedby the SVM and the discontinuous modulation. It is important

to note that, although the symmetrical SVM is known to have

the best voltage THD performance for the six-switch two-level

VSI, the THD results presented in this paper are for the output

TABLE IINumber of switchings for the PWM techniques

PWM Technique Number of SwitchingsSVM (μtop = μbot = 0.5) 24

Pulsed pattern for μtop and μbot 20

120◦ discontinuous (μtop = 0 and μbot = 1) 16

Fig. 8. Comparison results of (a) efficiency and (b) THD of the output

currents as function of the inverter output power (LDF = 0.95 and

fsw = 10 kHz).

Fig. 9. Comparison results of (a) efficiency and (b) THD of the output

currents as function of the load displacement factor (Pout = 40 kWand fsw = 10 kHz).


Fig. 10. Comparison results of (a) efficiency and (b) THD

of the output currents as function of the switching frequency

(Pout = 40 kW and LDF = 0.95).

currents of the nine-switch inverter, considering harmonics up

to order 51.

In order to evaluate the power loss distribution among the

switches of the nine-switch inverter, the conduction, switching

and total losses of all three switches of the inverter leg ar areshown in Figure 11, as function of the switching frequency.

It is possible to see that the conduction losses of the middle

switch (Sar) are lower than the top and bottom switches(Sa and Sr). Observing Table I, if the switching state 1 isactive, the top switch will handle both top and bottom unit

currents (ia+ir), while the middle switch will handle only thebottom unit current (ir). Similarly, if the switching state 3 isactive, the bottom switch will handle both top and bottom unit

currents (ia+ir), while the middle switch will handle only thetop unit current (ia). On the other hand, the switching lossesof the middle switch (Sar) are higher than the top and bottomswitches (Sa and Sr). The explanation is straightforward:while the top and bottom switches present only two switchings

per Tsw, the middle switch presents four switchings. Based onthis analysis, the power loss distribution among the switches

will depend mainly on the switching frequency, as can be seen

in Figure 11(c). For low switching frequencies, the power loss

will be concentrated in the top and bottom switches and, for

high switching frequencies, it is the contrary.

VI. SIMULATION AND EXPERIMENTAL RESULTS

The nine-switch inverter, modulated by the generalized

scalar PWM, is tested both in MATLAB/Simulink and in

a experimental test bench. The hardware platform used to

control the nine-switch inverter is a dSPACE development

modular system based on a DS1005 processor board and a

DS5101 board for PWM generation. All boards are hosted in

a dSpace PX10 expansion box that uses the DS817 board for

bidirectional communication with a computer through optical

fibers. The nine-switch inverter prototype has a nominal power

of 40 kW and uses 50 A / 1200 V Semikron switches. The

system parameters are given in Table III.

It is important to mention that all results are shown for the

bottom unit since the results for the top unit are very similar.

The simulation results for the output current and voltage of

phase r are shown in Figure 12, considering the pulsed pattern

Fig. 11. Results of the conduction, switching and total losses of the

inverter leg ar as function of the switching frequency (Pout = 40 kWand LDF = 0.95).

TABLE IIISimulation and Experimental Parameters

Parameter Symbol ValueDc-link voltage vdc 60 V

Switching frequency fsw 10 kHz

Top load resistance Rtop 16.1 ΩBottom load resistance Rbot 16.1 ΩTop load inductance Ltop 9.1 mH

Bottom load inductance Lbot 7 mH

Top load displacement angle ΦtopV−I 12◦

Bottom load displacement angle ΦbotV−I 9.3◦

Top unit modulation index limit Mtop 0.5

Bottom unit modulation index limit Mbot 0.5

Top unit modulation index mtop 0.5

Bottom unit modulation index mbot 0.5

Top unit output frequency ωtop 377 rad/s

Bottom unit output frequency ωbot 377 rad/s

for μtop and μbot (Figure 12(a)) and the 120◦ discontinuous

modulation with μtop = 0 and μbot = 1 (Figure 12(b)). Itis possible to note that, while the technique with the pulsed

pattern for μ only presents 60◦ clamped voltage segmentsnear the peak of the output current, the 120◦ discontinuousmodulation 120◦ clamped voltage segments that include alsothe peak of the output current, since the load displacement

angles are particularly small.

Based on these results, it is expected that both techniques

present low switching losses, being the 120◦ discontinuousmodulation the lowest. For this reason, only the experimental

results of the discontinuous modulation with μtop = 0 andμbot = 1 are shown in Figure 13. It can be seen in Figure13(a) that the bottom unit output currents are sinusoidal and

perfectly balanced (the rms value of all three currents span

from 598 mA to 600 mA). Figure 13(b) shows the output

current and voltage of phase r, equivalent to Figure 12(b). Itis possible to see the similarity in both results, proving the

feasibility of the generalized technique.

The results presented in Figures 12 and 13 consider

equal dc-link sharing. In order to prove the generalization

for unequal dc-link sharing, an experimental result with a


Fig. 12. Simulation results: current (ir) and voltage (vrN ) with (a) μtop = μbot = pulsed and (b) μtop = 0, μbot = 1.

Fig. 13. Experimental results: (a) currents (ir , is and it); (b) current(ir) and voltage (vrN ) for μtop = 0, μbot = 1. Scales: current(500 mA/div), voltage (20 V/div), time (5 ms/div).

modulation index step change from 0.50 to 0.75 for Mtop =mtop and from 0.50 to 0.25 for Mbot = mbot is shown in

Figure 14. It is possible to see that even with the step change

Fig. 14. Experimental results for a step change in the modulation

index:Mtop = mtop from 0.50 to 0.75 (μtop = 0) andMbot = mbot

from 0.50 to 0.25 (μbot = 1). (a) output currents (ia - red; ir - green)

and (b) duty cycles of the switches of leg ar (DGatop - red; D

Grbot -

green). Scales: current (500 mA/div), time (20 ms/div).

in the duty cycles of the switches Sa and Sr, the inequality

DGatop ≥ D

G

rbotis respected. The step change in the output

currents ia and ir confirm that both units work correctly,independently of the variations in the modulation index limits.


VII. CONCLUSION

This paper presents a generalized PWM strategy for the

three-phase nine-switch inverter that allows choosing a PWM

technique to reduce the power losses by two ways: decreasing

the number of switchings in each switching period and/or

clamping the output voltages of the inverter units synchronized

with the peak of the corresponding currents avoid high

switching losses. It has been shown that the implementation

of such strategies by a generalized scalar modulation is an

interesting alternative to the use of lookup tables of the space-

vector modulation. Experimental results validate both the

generalization and the proposed approach to reduce the power

losses in nine-switch inverters.

ACKNOWLEDGEMENT

This work was supported by the Coordenacao deAperfeicoamento de Pessoal de Nıvel Superior (CAPES) andby the Conselho Nacional de Desenvolvimento Cientıfico eTecnologico (CNPq), Brazil.

REFERENCES

[1] B. Kedjar, H. Y. Kanaan, K. Al-Haddad, “Vienna rectifier

with power quality added function,” IEEE Trans. Ind.Electron., vol. 61, no. 8, pp. 3847–3856, Aug 2014.

[2] H. Xiao, X. P. Liu, K. Lan, “Zero-voltage-transition full

bridge topologies for transformerless photovoltaic grid-

connected inverter,” IEEE Trans. Ind. Electron., EarlyAccess, 2014.

[3] V. Blasko, “Analysis of a hybrid pwm based on modified

space-vector and triangle-comparison methods,” IEEETrans. Ind. Appl., vol. 33, no. 3, pp. 756–764, May/Jun1997.

[4] J. Sun, H. Grotstollen, “Optimized space vector

modulation and regular-sampled pwm: A

reexamination,” in Proc. Conf. Rec. IEEE IAS, vol. 1,1996, pp. 956–963.

[5] R. N. C. Alves, “Analise e Implementacao de Tecnicas de

Modulacao em Largura de Pulso para uso em Inversores

Trifasicos,” Ph.D. Thesis, Federal University of Campina

Grande, Mar 1998.

[6] G. S. Buja, G. B. Indri, “Optimal pulsewidth modulation

for feeding ac motors,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. IA-13, no. 1, pp. 38–44, Jan 1977.

[7] H. Patel, R. G. Hoft, “Generalized techniques of

harmonic elimination and voltage control in thyristor

inverters: part I - harmonic elimination,” IEEE Trans.Ind. Appl., vol. IA-9, no. 3, pp. 310–317, May 1973.

[8] G. Venkataramanan, D. Divan, “Discrete time integral

sliding mode control for discrete pulse modulated

converters,” in Proc. Conf. Rec. IEEE PESC’90, vol. 1,1990, pp. 67–73.

[9] I. Takahashi, T. Noguchi, “A new quick-response and

high-efficiency control strategy of an induction motor,”

IEEE Trans. Ind. Appl., vol. IA-22, no. 5, pp. 820–827,Sep 1986.

[10] P. Chaturvedi, S. Jain, P. Agarwal, “Carrier-based neutral

point potential regulator with reduced switching losses

for three-level diode-clamped inverter,” IEEE Trans. Ind.Electron., vol. 61, no. 2, pp. 613–624, Feb 2014.

[11] C. Younghoon, T. LaBella, L. Jih-Sheng, M. K. Senesky,

“A carrier-based neutral voltage modulation strategy

for multilevel cascaded inverters under unbalanced dc

sources,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 61, no. 2, pp.625–636, Feb 2014.

[12] M. Ke, F. Blaabjerg, “Modulation methods for neutral-

point-clamped wind power converter achieving loss and

thermal redistribution under low-voltage ride-through,”

IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 61, no. 2, pp. 835–845,Feb 2014.

[13] R. N. C. Alves, E. R. C. da Silva, A. M. N. Lima,

C. B. Jacobina, “Pulse width modulator for voltage-type

inverters with either constant or pulsed dc link,” in Proc.Conf. Rec. IEEE IAS, vol. 1, 1998, pp. 1229–1236.

[14] C. B. Jacobina, A. M. N. Lima, E. R. C. da Silva,

R. N. C. Alves, P. F. Seixas, “Digital scalar pulse-

width modulation: A simple approach to introduce non-

sinusoidal modulating waveforms,” IEEE Trans. PowerElectron., vol. 16, no. 3, pp. 351–359, May 2001.

[15] A. M. Hava, N. O. Cetin, “A generalized scalar PWM

approach with easy implementation features for three-

phase, three-wire voltage-source inverters,” IEEE Trans.Power Electron., vol. 26, no. 5, pp. 1385–1395, May2011.

[16] A. Cataliotti, F. Genduso, A. Raciti, G. R. Galluzzo,

“Generalized PWM-VSI control algorithm based on a

universal duty-cycle expression: Theoretical analysis,

simulation results, and experimental validations,” IEEETrans. Ind. Electron., vol. 54, no. 3, pp. 1569–1580, Jun2007.

[17] T. B. Reddy, K. Ishwarya, D. Vyshnavi, K. Haneesha,

“Generalized scalar PWM algorithm for three-level diode

clamped inverter fed induction motor drives with reduced

complexity,” in Proc. Conf. Rec. APCET 2012, vol. 1,2012, pp. 1–6.

[18] D. Casadei, G. S. A. Tani, L. Zarri, “Matrix converter

modulation strategies: A new general approach based

on space-vector representation of the switch state,” IEEETrans. Ind. Electron., vol. 49, no. 2, pp. 370–381, Apr2002.

[19] F. Bradaschia, M. C. Cavalcanti, F. A. S. Neves, H. E. P.

de Souza, “A modulation technique to reduce switching

losses in matrix converters,” IEEE Trans. Ind. Electron.,vol. 56, no. 4, pp. 1186–1195, Apr 2009.

[20] P. Kiatsookkanatorn, S. Sangwongwanich, “A unified

PWM method for matrix converters and its carrier-based

realization using dipolar modulation technique,” IEEETrans. Ind. Electron., vol. 59, no. 1, pp. 80–92, Jan 2012.

[21] C. Liu, B. Wu, N. R. Zargari, D. Xu, J. Wang, “A novel

three-phase three-leg ac/ac converter using nine igbts,”

IEEE Trans. Power Electron., vol. 24, no. 5, pp. 1151–1160, May 2009.

[22] T. Kominami, Y. Fujimoto, “A novel nine-switch inverter

for independent control of two three-phase loads,” in

Proc. Conf. Rec. IEEE IAS, vol. 1, 2007, pp. 2346–2350.[23] ——, “Inverter with reduced switching-device count for


independent ac motor control,” in Proc. Conf. Rec. IEEEIECON, vol. 1, 2007, pp. 1559–1564.

[24] C. Liu, B. Wu, N. Zargari, D. Xu, “A novel nine-

switch pwm rectifier-inverter topology for three-phase

ups applications,” in Proc. Conf. Rec. EPE, vol. 1, 2007,pp. 1–10.

[25] E. C. dos Santos, C. B. Jacobina, O. I. da Silva, “Six-

phase machine drive system with nine-switch converter,”

in Proc. Conf. Rec. IEEE IECON, vol. 1, 2011, pp. 4204–4209.

[26] N. P. Soe, D. M. Vilathgamuwa, K.-S. Low, “Doubly

fed induction generator for wind energy generation using

nine-switch power converter,” in Proc. Conf. Rec. IEEEIECON, vol. 1, 2011, pp. 3608–3613.

[27] L. Zhang, P. C. Loh, F. Gao, “An integrated nine-switch

power conditioner for power quality enhancement and

voltage sag mitigation,” IEEE Trans. Power Electron.,vol. 27, no. 3, pp. 1177–1190, Mar 2012.

[28] F. Gao, L. Zhang, D. Li, P. C. Loh, Y. Tang,

H. Gao, “Optimal pulsewidth modulation of nine-switch

converter,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 25, no. 9,pp. 2331–2343, Sep 2010.

[29] S. M. Dehghan, M. Mohamadian, A.Yazdian,

F. Ashrafzadeh, “Space vectors modulation for nine-

switch converters,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 25,no. 6, pp. 1488–1496, Jun 2010.

[30] S. M. Dehghan, A. Amiri, M. Mohamadian, M. A. E.

Andersen, “Modular space-vector pulse-width

modulation for nine-switch converters,” IET PowerElectron., vol. 6, no. 3, pp. 457–467, Dec 2013.

[31] D.-W. Chung, S.-K. Sul, “Minimum-loss strategy for

three-phase pwm rectifier,” IEEE Trans. Ind. Electron.,vol. 46, no. 3, pp. 517–526, Jun 1999.

[32] M. C. Cavalcanti, E. R. C. da Silva, A. M. N. Lima, C. B.

Jacobina, R. N. C. Alves, “Reducing losses in three-phase

pwm pulsed dc-link voltage-type inverter systems,” IEEETrans. Ind. Appl., vol. 38, no. 4, pp. 1114–1122, Aug2002.

[33] M. C. Cavalcanti, E. R. da Silva, C. B. Jacobina,

D. Boroyevich, W. Dong, “Comparative evaluation of

losses in soft and hard-switched inverters,” in Proc. Conf.Rec. IEEE IAS, vol. 3, 2003, pp. 1912–1917.

BIOGRAPHIES

Fabrıcio Bradaschia was born in Sao Paulo, Brazil, in1983. He received the B.Sc., M.Sc. and Ph.D. degrees

in electrical engineering from the Federal University of

Pernambuco, Recife, Brazil, in 2006, 2008 and 2012,

respectively. From 2008 to 2009, he worked as a visiting

scholar at the University of Alcala, Madrid, Spain. Since

2013, he is working as an associate professor in the


of Pernambuco. His research interests are application of power

electronics in renewable energy systems and power quality,

including pulse-width modulation, converter topologies and

grid synchronization methods.

Leonardo Rodrigues Limongi was born in Recife, Brazil,in 1978. He received the M.Sc. degree in electrical


Recife, Brazil, in 2006, and the Ph.D. degree from the

Politecnico di Torino, Turin, Italy, in 2009. Since 2010, he

has been at the Department of Electrical Engineering, Federal

University of Pernambuco, where he is currently a Professor

of Electrical Engineering. He is the author of more than 30

papers published in international conference proceedings and

technical journals. His research interests include the fields

of power electronics dedicated to power conditioning systems

and distributed generation.

Felipe Correa de Andrade was born in Recife, Brazil, in1989. He received the B.S. degree in electrical engineering

from the University of Pernambuco, Recife, Brazil, in 2013.

He is currently working toward the M.Sc. degree in electrical


Recife, Brazil. His research interests are renewable energy


Gustavo Medeiros de Souza Azevedo was born in BeloJardim, Brazil, in 1981. He received the B.Sc., M.Sc.

and Ph.D. degrees in electrical engineering from the

Federal University of Pernambuco in 2005, 2007 and 2011,


Polytechnical University of Catalunya, Barcelona, Spain,

from 2008 to 2009. Since 2014, he has been in the


of Pernambuco, where he is currently a Professor of Electrical

Engineering. His research interests are renewable energy

systems and microgrids.


CONEXÃO DE VEÍCULOS ELÉTRICOS À REDE DE ENERGIA ELÉTRICAPARA RECARGA DE BATERIAS: UMA VISÃO GERAL

Márcio do C. B. P. Rodrigues∗,‡, Janaína G. Oliveira∗, André A. Ferreira∗,Pedro G. Barbosa∗, Henrique A. C. Braga∗

∗Universidade Federal de Juiz de Fora, Núcleo de Automação e Eletrônica de Potência

Juiz de Fora, MG, 36.036-900, Brasil‡Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia do Sudeste de Minas Gerais

Juiz de Fora, MG, 36.080-001, Brasil

e-mails: [email protected], [email protected]

Resumo — Este artigo apresenta uma compilação, denatureza tutorial, de informações relacionadas às atuais formasde conexão de veículos elétricos ao sistema de distribuiçãode energia elétrica para recarga de baterias. São discutidosconceitos gerais e específicos, abordando as características dasbaterias atualmente utilizadas em veículos elétricos, formas derecarga, tipos de carregadores e padrões de recarga. Alémdisso, é apresentado um sistema experimental para avaliação deestratégias de integração de veículos elétricos à rede de energiaelétrica que vem sendo desenvolvido pelos autores.

Palavras-Chave — Carregadores de Bateria para VeículosElétricos, Veículos Elétricos.

GRID CONNECTION OF ELECTRICVEHICLES FOR BATTERY CHARGING:

A SURVEYAbstract — This paper presents a survey of the current

ways for grid connection of electric vehicles, focusing onbattery charging technologies. General and specific concepts areaddressed. Characteristics of electric vehicle batteries, chargemethods, types of battery chargers and charging standards arewithin the scope of this paper. Furthermore, an experimentalsetup for the evaluation of different electric vehicle grid in-tegration strategies, which is currently under development, ispresented.

Keywords — Electric Vehicles, Electric Vehicle BatteryChargers.

I. INTRODUÇÃO

O atual modelo do setor de transportes, não sustentável e

baseado na utilização de combustíveis fósseis como principal

fonte de energia, está intimamente ligado a problemas am-

bientais relacionados ao aquecimento global e às mudanças

climáticas, além da degradação da qualidade de vida nos

centros urbanos [1], [2]. As emissões de alguns gases de

efeito estufa, tais como dióxido de carbono (CO2), devidas

aos veículos de transporte rodoviário (automóveis, ônibus,

caminhões, etc.) podem ser maiores que as relacionadas a

todo o setor industrial em certas regiões, conforme ilustrado

na Figura 1, que traz dados registrados no estado de São

Artigo submetido em 17/02/2014. Primeira revisão em 16/04/2014, segundarevisão em 27/05/2014. Aceito para publicação em 27/05/2014, por recomen-dação do Editor Cassiano Rech.

Paulo, Brasil [3]. No caso em questão, tal categoria de

veículos é responsável por 81% das emissões de CO2 do

setor de transportes, o que corresponde a cerca de 46%

do total das emissões de CO2 registradas em tal estado

da federação. Neste contexto, uma gradativa substituição da

atual frota de veículos a motor de combustão interna por

veículos elétricos (VEs) pode ser vista como um importante

fator para a melhoria das condições ambientais nos centros

urbanos, uma vez que possibilita a redução das emissões

de poluentes atmosféricos nocivos à saúde humana, além de

contribuir para drásticas reduções na dependência mundial

em relação ao petróleo e uso mais eficiente das fontes de

energia disponíveis [1], [4]–[8]. Cabe ressaltar que a redução

das emissões de poluentes atmosféricos deve ser considerada

de forma global, desde a geração da energia até a tração

do veículo, conceito comumente denominado como “well-to-wheel” ou “source-to-wheel” [7], [9], [10]. No caso da

geração de energia elétrica a partir de fontes não renováveis,

tais como gás natural e carvão mineral (situação típica de

vários países), a efetiva contribuição dos VEs na redução de

emissões de gases de efeito estufa, apesar de menor, é ainda

significativa. Neste caso, um VE pode proporcionar redução

de emissões atmosféricas entre 20 e 55%, quando comparado

com um automóvel convencional [10].

Fig. 1. Contribuição do setor de transporte rodoviário nas emissõesde dióxido de carbono no Estado de São Paulo em 2005 (adaptadode [3]).

Um veículo elétrico pode ser definido como aquele cuja

potência de propulsão é proporcionada, de forma total ou

parcial, por meio do uso de energia elétrica [11], [12]. Dentre

os diferentes tipos de VEs existentes, destacam-se os veículos


elétricos a bateria (VEB) e os veículos elétricos híbridos

conectáveis à rede (tipo plug-in, VEHP) pois utilizam a

rede de energia elétrica como principal fonte de energia de

reabastecimento, o que abre um nicho de oportunidades para

o desenvolvimento de pesquisa e tecnologia, particularmente

na área de Eletrônica de Potência [13], [14]. A interface

entre um VE e a rede elétrica é realizada por meio de

um carregador de baterias, que é o dispositivo responsável

por retirar energia do sistema elétrico e convenientemente

armazená-la no banco de baterias eletroquímicas usualmente

embarcado no veículo. A conexão de um VE à rede elétrica

traz a possibilidade do uso da estrutura responsável pela

recarga do banco de baterias do VE na execução de tarefas

adicionais, tais como geração de energia elétrica, compen-

sação de reativos, regulação de tensão e compensação de har-

mônicos em instalações elétricas, além da operação integrada

a fontes de energia renovável de natureza intermitente (tais

como fotovoltaica e eólica). Para a execução destas tarefas

adicionais é necessário que o carregador de baterias do VE

seja bidirecional em corrente, permitindo fluxo de energia

entre a rede elétrica e o banco de baterias do VE e vice-versa.

Tal tipo de carregador de baterias é algumas vezes denomi-

nado “carregador avançado” [13], [15]. É importante observar

que os tipos de interação entre a eletrônica embarcada em um

VE e a rede elétrica para serviços auxiliares que envolvam

armazenamento de energia ou geração de energia elétrica

podem comprometer a vida útil das baterias do veículo, uma

vez que são submetidas a ciclos de carga e descarga não

associados a sua finalidade primária (tração elétrica). Ainda

assim, a utilização dos VEs para realização destes serviços

auxiliares pode trazer benefícios tanto para a concessionária

de energia quanto para os proprietários de VEs (retorno

financeiro), particularmente no contexto das redes inteligentes

de energia elétrica (smart grids) [1], [2], [11], [16]–[19].

No caso do uso dos conversores estáticos embarcados no

VE para compensação de reativos e/ou de harmônicos em

instalações elétricas não há influência sobre a vida útil do

banco de baterias, pois tal tipo de operação é realizada

apenas com o conversor de interface entre VE e rede, sem

envolver as baterias eletroquímicas [20], [21]. Ressalta-se,

também, que a atual geração de veículos elétricos comerciais

não apresenta suporte a tais serviços auxiliares, tendo sua

conexão à rede limitada à recarga do banco de baterias.

Acredita-se que, com a consolidação e evolução da tecnologia

veicular elétrica, estes atributos estejam disponíveis nos VEs

comerciais vendidos nos Estados Unidos da América, Europa

e Japão no intervalo de 10 a 15 anos [22], [23].

Este artigo apresenta uma visão geral, de natureza tutorial,

em relação à situação atual da conexão de veículos elétricos à

rede de energia elétrica para reabastecimento. São abordadas

as formas de recarga de bateria, os tipos de carregadores e

padrões de recarga atualmente utilizados em veículos elétri-

cos. Outros trabalhos similares, em geral, abordam apenas um

destes padrões. Como diferencial desta revisão, é realizada a

descrição de tais padrões, apresentando circuitos de conexão

típicos, além das características nominais especificadas aos

métodos de recarga e conectores. Além disso, o artigo trata

da situação específica relacionada ao Brasil ao abordar os

padrões recentemente adotados neste país. Espera-se, com

este artigo, proporcionar aos pesquisadores e profissionais

que desejam desenvolver produtos e/ou protótipos de VEs

uma boa referência para o início de novos trabalhos, uma

vez que estes requisitos influenciam na escolha da topologia

e dimensionamento dos conversores estáticos e demais ele-

mentos a serem utilizados. Adicionalmente, é apresentado um

sistema experimental para avaliação de estratégias de conexão

de veículos elétricos à rede de energia elétrica que está sendo

desenvolvido pelos autores deste trabalho.

II. RECARGA DE BATERIAS DE VEÍCULOS

ELÉTRICOS

A recarga do banco de baterias de um VE é um processo

que varia com o tipo de bateria utilizado e com a capacidade

de disponibilização de energia pela rede elétrica. O tempo

e a forma de reabastecimento do VE devem ser compatíveis

com o tipo de bateria existente no VE, garantindo a segurança

do processo de recarga e evitando que seu banco de baterias

tenha sua vida útil reduzida. Diversos tipos de baterias podem

ser utilizados em aplicações veiculares. Logo, diferentes

requisitos podem ser exigidos do carregador de baterias de

um VE. Na Figura 2 é feita uma comparação gráfica entre

energia específica e taxa de carga1 típicas de alguns tipos de

baterias utilizados em veículos elétricos.

0 2C 4C 6C 8C0

30

60

90

120

150

Ener

gia

Espe

cífic

a (W

h/kg

)

Taxa de Carga

LiCo e LiMnO24,1 V/célula

NiMH1,4 V/célula

Chumbo-ácido2,1 V/célula

LiFePO43,6 V/célula

LiTiO42,8 V/célula

Fig. 2. Diferentes tipos de bateria utilizados em VEs: Energiaespecífica versus taxa de carga (adaptado de [24]).

Os primeiros veículos elétricos da era moderna utilizavam

baterias de chumbo ácido, que posteriormente passaram a ser

substituídas por baterias de níquel-hidreto metálico (NiMH).

Apesar deste último tipo de bateria ainda ser utilizado em

alguns VEs, atualmente observa-se uma tendência no uso de

baterias de íons de lítio, o que se deve principalmente pela

maior energia específica e maior taxa de carga suportada por

tal tipo de bateria, além do fato de não apresentar efeito de

memória [24], [25]. As baterias de íons de lítio “formato

padrão”, lítio-cobalto (LiCo) e lítio-dióxido de manganês

(LiMnO2, comumente designadas apenas por baterias de

1A taxa de carga (ou de descarga) de uma bateria é geralmente expressacomo “taxa C”. Uma taxa de carga de “1C” significa carga completa deuma bateria em 1 hora. Assim, por exemplo, uma taxa de carga “C/2”indica carga completa realizada em 2 horas, enquanto uma taxa de carga“6C” denota carga completa em 10 minutos (1/6 de hora).


“lítio-manganês”), como as utilizadas em laptops e em tele-

fones celulares, estão entre as baterias que possuem maior

energia específica atualmente. Além disso, apresentam os

menores custos entre as baterias de íons de lítio, uma vez que

são produzidas em larga escala em países da Ásia. Apesar

das baterias “formato padrão” já terem sido utilizadas em

um carro conceito (BMW - Mini Cooper), não apresentam

grande aplicação em VEs, pois sua recarga, devido a questões

de segurança e preservação de vida útil, deve ser realizada

com taxas inferiores a “1C” (desempenho muito pior que o

alcançado com baterias de NiMH) [24].

As baterias de fosfato ferroso de lítio (LiFePO4, usual-

mente referidas como baterias de “lítio-ferro”) são as mais

utilizadas em VEs. Este tipo de bateria é fabricado por

diversas empresas no mundo todo e, devido ao seu amplo uso

em ferramentas portáteis (tais como furadeiras e lixadeiras),

é uma tecnologia com boa credibilidade no mercado de

acumuladores de energia [24]. Apesar de apresentarem menor

energia específica que as baterias de íons de lítio “formato

padrão”, podem ser recarregadas mais rapidamente, aceitando

taxas de até “3C”. Outra tecnologia de baterias de íons

de lítio é a promissora bateria de lítio-óxido de titânio

(LiTiO4), também designada “nano-lítio-titanato” (nLTO),

capaz de suportar recarga em até “6C” sem reduzir de forma

significativa sua vida útil, que pode ser superior a 10 mil

ciclos de carga [26]. Apesar do alto custo de uma bateria

nLTO, que chega a ser quase três vezes maior que o de

uma bateria de lítio-ferro [27], encontra-se, na literatura

técnica, aplicações deste tipo de bateria em ônibus elétricos

híbridos [28], [29]. Além das tecnologias de baterias de lítio

citados, outros tipos de baterias vem sendo desenvolvidos,

dentre os quais destacam-se as baterias de lítio-enxofre por

apresentarem possibilidade de aplicação no armazenamento

de energia em veículos elétricos dada a alta energia específica

obtida em protótipos de laboratório [30], [31].

Atualmente, a pesquisa de novas tecnologias de baterias

é intensiva, buscando o desenvolvimento de baterias ca-

pazes de suportar recarga em “10C” [32]. Além disso, tais

baterias devem apresentar vida útil estendida, compatível

com as necessidades dos VEs comerciais que, hoje em dia,

utilizam baterias com garantia de oito anos (ou 100 mil

milhas rodadas) fornecida pelos seus fabricantes [33]. Outra

questão importante é a disponibilidade limitada dos recursos

naturais utilizados na fabricação de baterias, o que traz certa

preocupação em relação ao desenvolvimento da tecnologia de

veículos elétricos baseada em baterias de lítio. Deste modo, a

construção de baterias eletroquímicas com outros elementos,

tais como sódio e enxofre (mais abundantes na crosta terrestre

que o lítio), vem sendo investigada. Baterias baseadas em

sódio têm uma alta densidade de energia, ciclo de vida longo

e podem operar em ambientes agressivos. As baterias de

sódio são três vezes mais leves do que as baterias de chumbo

e são mais adequadas do que as baterias de lítio para países

de clima tropical, como o Brasil, devido a maior faixa de

temperatura de operação [34]. As baterias de sal fundido

recarregáveis, como a bateria ZEBRA (utilizada no Palio

Elétrico - Itaipu/KWO/Fiat), e de iodeto metálico de sódio

(utilizada em veículo de mineração, fabricada pela GeneralElectric), além das baterias de sódio-enxofre e de íons de

sódio, são tipos de baterias com promissora aplicação em

veículos elétricos [35]–[38].

Independente do tipo de bateria eletroquímica conside-

rado, para garantir uma recarga segura e que sua vida útil

seja preservada é necessário que corrente e tensão sejam

convenientemente controladas em suas células durante os

processos de carga e descarga. O perfil de recarga típico de

uma célula de bateria de lítio-ferro é apresentado na Figura 3

[39], em que pode ser observada a divisão da recarga em

duas etapas: uma etapa de corrente constante, com duração

de cerca de 75% do tempo de recarga, e uma etapa de

tensão constante, complementando a recarga. Além disso, a

tensão das células da bateria deve ser monitorada durante

todo o processo de recarga, de modo que não exceda o valor

máximo recomendado pelo fabricante, o que causaria sérios

danos ao produto. Este monitoramento de tensão, bem como

o da temperatura e da corrente nas células de uma bateria

e o controle do carregador de baterias, é realizado por um

BMS (do inglês battery management system) [40], [41], que

é fundamental para a operação de segura de sistemas de

armazenamento de energia baseados em baterias de íons de

lítio [42]–[44]. Além disso, para tal tipo de bateria, também é

importante a existência de circuitos auxiliares de equalização

de carga entre as células da bateria de modo a garantir ótima

operação do sistema de armazenamento de energia [45], [46].

Para veículos elétricos, esta equalização de carga deve ser

realizada após a etapa de recarga em corrente constante

(equalização pelo topo -“top balancing”) [41].

0 5 10 15 20 25 30 35 400

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

3,35

3,40

3,45

3,50

3,55

3,60

3,65

40

50

60

70

80

90

100

Tempo de recarga (min)

Cor

rent

e da

cél

ula

(A)

Tens

ão d

a cé

lula

(V)

Esta

do d

e C

arga

(%)corrente

tensãoest

ado d

e car

ga

Fig. 3. Perfil de recarga de uma bateria de lítio-ferro (adaptado de[39]).

O tempo de recarga do banco de baterias de um VE é

dependente não só da taxa de carga suportada pelo tipo de

bateria utilizado, mas também da capacidade e do estado

de carga do banco de baterias, além da potência disponível

nos alimentadores da rede que fornece energia ao VE. Há

diversas classificações do tipo de recarga quanto à sua

duração, entretanto, de forma geral, pode-se classificar a

recarga de um VE como “carga lenta” ou “carga rápida”

[16], [24], [32], [33], [47], [48]. Muitas vezes a carga lenta

é designada por “recarga em Nível 1” e/ou “recarga em

Nível 2”, enquanto a carga rápida é citada como “recarga em

Nível 3”, referenciando aos métodos de recarga definidos nas

primeiras versões da prática recomendada SAE J1772 [49].


A carga lenta (ou carga normal) pode ser definida como a

recarga completa do banco de baterias de um VE cujo tempo

de duração é superior a 6 horas2 [24], [48]. Este tipo de

recarga é geralmente associado à recarga noturna (residencial)

e à recarga de oportunidade de um VE (durante o período de

estacionamento do veículo em pontos de recarga disponíveis

no local de trabalho do proprietário do automóvel ou em um

shopping center, por exemplo). A carga lenta é geralmente

realizada com a conexão do VE à rede elétrica, com ali-

mentação em corrente alternada (monofásica ou bifásica) e

potência aparente entre 1 kVA e 6,6 kVA [16], [24], [48].

Como exemplo, pode ser citada a carga lenta de um VE

como o Nissan Leaf que, com o uso de um carregador de

baterias de 3,3 kVA alimentado em 240 V, tem seu banco

de baterias, cuja capacidade de armazenamento é de 24 kWh

[50], totalmente recarregado em cerca de 7 horas.Apesar de haver autores que classificam como carga rápida

“qualquer esquema de recarga que não se enquadre como

carga lenta” [24], pode-se definir carga rápida como a recarga

completa do banco de baterias de um VE com duração igual

ou inferior a 20 minutos [17]. A “California Air ResourcesBoard” em seu programa “Zero Emissions Vehicle”, que

obriga drásticas reduções de emissões atmosféricas no estado

da Califórnia (EUA), define carga rápida como uma recarga

de 10 minutos capaz de garantir que o VE trafegue 100

milhas (160,9 km) [24]. De forma geral, a carga rápida

é realizada com a conexão do VE a uma alimentação em

corrente contínua, com energia fornecida por rede trifásica

por meio de retificadores, com potência na faixa de 50 kW

a 400 kW [16], [24], [48]. A carga rápida é geralmente

associada às estações (ou postos) de recarga, similares aos

postos de gasolina [17], [51]–[53]. Para efetuar a carga rápida

de um VE como o Nissan Leaf, com recarga completa em

15 minutos, seria necessário fornecer ao carregador uma

potência de 96 kW (sem levar em consideração as perdas

envolvidas). A despeito da energia fornecida pela rede elétrica

ser relativamente pequena (no caso, 24 kWh), a potência

demandada pode ser significativa, particularmente se houver

vários veículos sendo recarregados simultaneamente. Deste

modo, se tal tipo de recarga não for devidamente gerenciado,

poderá haver considerável aumento de carga no sistema

elétrico, trazendo problemas ao sistema de energia elétrica

como aumento de perdas e degradação de seus componentes

[16], [17], [48]. Outra preocupação em relação à carga rápida

é que seu uso recorrente pode reduzir significativamente a

vida útil das baterias de íons de lítio atualmente utilizadas

em VEs disponíveis para comercialização [33], [54].Uma forma alternativa para rápido reabastecimento da

energia armazenada a bordo de um VE é a troca de seu

banco de baterias. Este tipo de procedimento foi inicialmente

proposto pela empresa israelense Better Place (que teve sua

falência decretada em meados de 2013 [55]) e vem sendo

adotado pelo fabricante de veículos elétricos norte-americano

Tesla Motors [56]. Neste caso, em pouco mais de um minuto

é possível efetuar a troca do banco de baterias sem carga

por outro totalmente carregado, o que é feito de forma

2Tipicamente, com duração entre 6 e 8 horas. Cabe ressaltar que há,na literatura técnica, esquemas classificados como carga lenta com duraçãoinferior a 6 horas.

automatizada.

Estudos realizados pelo Electric Power Research Institute(EPRI) sugerem que a maior parte dos VEs serão recarrega-

dos em residências durante a noite [57]. Isto faz da carga

lenta a forma primária de recarga de baterias de veículos

elétricos [16], [24], [33], [58]. A infraestrutura de recarga

é um dos pontos fundamentais para a popularização dos

veículos elétricos e deve ser capaz de se comparar à con-

veniência e interoperabilidade oferecida pela atual estrutura

de reabastecimento de veículos a motor de combustão interna

[10], [54]. De fato, a disponibilização de pontos de recarga

contribui para a melhoria da autonomia dos veículos elétricos

de forma mais econômica e efetiva que o incremento na

capacidade de armazenamento do banco de baterias de um

VE [33]. Além das residências, pontos de recarga devem estar

disponíveis em locais públicos e privados (estacionamentos),

possibilitando que o banco de baterias possa ser recarregado

sempre que o VE estiver estacionado, de modo que sempre

haja energia armazenada suficiente para vencer o próximo

trajeto a ser cumprido e reduzindo, assim, a necessidade de

realização de carga rápida. Entretanto, há a necessidade da

disponibilização de estações de recarga (carga rápida) que,

apesar de não tornarem os veículos elétricos automóveis de

autonomia estendida [33], são uma boa opção para lidar com

o fenômeno psicológico conhecido como “range anxiety”[16], [17], [24], [33], que pode ser entendido como o receio

do motorista ter seu VE parado por falta de energia elétrica.

Um caso emblemático que ilustra este fenômeno é o ocorrido

no Japão, em função da adoção de veículos elétricos na frota

da companhia de energia elétrica de Tóquio (TEPCO, TokyoElectric Power Company), muito bem descrito em [24], [59],

[60], que permite concluir que a simples presença de uma

melhor infraestrutura de recarga, particularmente de carga

rápida, dá suporte para que o motorista utilize de forma

melhor e mais eficiente os recursos disponíveis (baterias) em

seu veículo elétrico [59].

A. Carregadores de Baterias para Veículos Elétricos

Há várias possibilidades para a caracterização dos car-

regadores de baterias para VEs, mas, de forma geral, pode-

se classificá-los como “embarcados” (ou “on-board”, loca-

lizados a bordo do veículo) e “externos” (ou “off-board”,localizados fora do veículo) [16]. Carregadores embarca-

dos são associados à recarga noturna ou de oportunidade,

enquanto os do tipo externo são relacionados às estações

de recarga rápida [51]. Uma vez que um carregador do

tipo embarcado é sempre levado a bordo do VE, peso e

volume são atributos que devem ser minimizados, o que

restringe a aplicação deste tipo de carregador em potências

elevadas [16], [51]. Os carregadores embarcados podem ser

implementados com a inclusão de circuitos dedicados ao

controle de carga das baterias a bordo do VE [61] (situ-

ação típica dos modelos atualmente disponíveis no mercado

[62], [63]) ou integrados aos conversores estáticos que com-

põem seu sistema de propulsão [15], [51], [64]–[66]. O

isolamento galvânico, que é uma característica importante

de um carregador de baterias por razões de segurança do

usuário, muitas vezes não é implementado em carregadores


embarcados devido ao seu impacto no custo do sistema [51].

Tanto os carregadores embarcados quanto os externos podem

permitir fluxo de potência bidirecional entre a rede elétrica

e o banco de baterias do VE, ou seja, podem operar como

carregadores avançados. Os circuitos eletrônicos utilizados

nos carregadores de baterias para VEs são tipicamente com-

postos por um conversor CA-CC, conectado à rede por meio

de um filtro de eliminação de harmônicos de comutação e

um conversor CC-CC, conforme ilustrado na Figura 4 [61].

Em geral, carregadores embarcados utilizam alimentação

monofásica ou bifásica (Figura 4(a)) e carregadores externos

são alimentados por tensões trifásicas (Figura 4(b)). No caso

de carregadores avançados, ambos os conversores estáticos

(CA-CC e CC-CC) devem ser bidirecionais em corrente.

Entre as diversas topologias propostas na literatura para a

realização do módulo de conversão CA-CC destacam-se os

conversores bidirecionais tipo fonte de tensão mostrados na

Figura 5 [16], [61]. Considerando-se a realização de um

carregador unidirecional, os interruptores estáticos destes

conversores podem ser substituídos por diodos, resultando em

uma estrutura de custo reduzido [2]. Entretanto, de qualquer

forma, é interessante que o carregador consuma corrente

praticamente senoidal da rede elétrica, operando em con-

formidade com os limites de distorção harmônica definidos

em padrões internacionais como, por exemplo, o IEEE 519

[67]. Além disso, é desejável a possibilidade de variação

do ângulo de fase entre tensão e corrente de entrada do

carregador a fim de proporcionar controle da potência reativa

consumida pelo sistema de recarga de baterias [16]. Outra

possibilidade, esta associada aos carregadores avançados, é

o uso do conversor estático (CA-CC) existente para realizar

a compensação de harmônicos de corrente em instalações

elétricas, adicionalmente à compensação de potência reativa

[68]. Neste caso, a corrente CA consumida para a recarga

do banco de baterias do VE transportaria não só a energia a

ser armazenada, mas também o conteúdo harmônico e reativo

que permitisse a compensação da instalação elétrica à qual o

VE estiver conectado para sua recarga. Assim, esta instalação

elétrica, como um todo, se comportaria como uma carga

linear e de fator de potência próximo da unidade.

Já em relação ao módulo de conversão CC-CC, uma opção

interessante, se desejado fluxo bidirecional de potência, é o

conversor CC-CC buck/boost bidirecional (conversor CC-CC

meia-ponte ou half-bridge), cujo circuito é apresentado na

Figura 6, dada sua estrutura simples, de alta eficiência, baixo

custo e alta confiabilidade [69].

Outras topologias de conversores CA-CC e CC-CC apli-

cadas a carregadores de baterias de VEs, não apresen-

tadas neste artigo, são encontradas na literatura técnica. As

seguintes referências são sugeridas pelos autores como fonte

de consulta: [15], [51], [61], [69].

As considerações descritas nos parágrafos anteriores se

referem a carregadores condutivos, nos quais o fluxo de

energia elétrica é realizado por meio do contato elétrico entre

o conector existente no veículo e os terminais do plugue do

cabo de conexão à rede elétrica (carregador embarcado) ou

ou carregador de baterias (carregador externo) [16], [51]. A

grande desvantagem do uso de recarga condutiva é o fato

da necessidade do motorista efetuar a conexão do cabo ao

+ -

(a)

Banco de Baterias

Filtro

Rede Elétrica

Conversor CA-CC

Conversor CC-CC

Veículo ElétricoCarregador de Baterias

+ -

(b)

Fig. 4. Carregadores de baterias para VEs - diagrama de blocos(circuitos típicos): (a) carregador embarcado; (b) carregador externo.

CB

S

S

S

S

(a)

CB

S

S

S

S

S

S

(b)

Fig. 5. Topologias de circuitos para o conversor CA-CC de car-regadores avançados de baterias para VEs: (a) Monofásico em pontecompleta (carregador embarcado); (b) trifásico (carregador externo).

conector existente no VE, o que faz com que seja preciso

levar em consideração uma série de questões relacionadas

à segurança do sistema e do usuário, geralmente tratadas

com o uso de dispositivos de manobra, de proteção contra

sobrecarga e de proteção diferencial-residual nos circuitos

associados à recarga das baterias de um VE [70], [71].

Há, também, os carregadores indutivos, nos quais o fluxo

de potência entre a rede elétrica e o banco de baterias do

VE é realizado magneticamente [51], [72], [73]. Este tipo

de carregador tipicamente opera em carga lenta [16], sendo

que há a possibilidade da recarga indutiva ser realizada com

o VE estacionado [74]–[77] ou em movimento (carregador

dinâmico) [78]–[81]. Entre as principais vantagens do uso

da recarga indutiva cita-se a segurança do usuário (não

necessita de conectores elétricos) e flexibilidade do sistema

de recarga [80] e, como desvantagens, a complexidade de


Sa

SbBanco de Baterias

LiDa

DbBar

ram

ento

CC

+-

+

-

Fig. 6. Módulo de conversão CC-CC típico para carregadoresavançados de baterias para VEs (conversor buck/boost bidirecional).

fabricação, volume e custo [16], além dos possíveis riscos à

saúde humana, em longo prazo, devido à exposição a fortes

campos magnéticos [72]. Apesar da aplicação de recarga

indutiva em alguns VEs comerciais da década de 1990,

atualmente a recarga condutiva é o tipo de recarga utilizado

em praticamente todos os modelos disponíveis no mercado

[16], [24], [50].

Finalizando a discussão desta seção, é apresentado na

Figura 7, um diagrama representando uma possível forma

de classificação dos carregadores de baterias para veículos

elétricos que resume os conceitos abordados.

off-board on-board

Carga rápida (estações de recarga)

Carga lenta (pontos de recarga)

Fig. 7. Classificação dos carregadores de baterias atualmente uti-lizados em veículos elétricos.

B. Padrões de Recarga de Baterias de Veículos Elétricos

A padronização dos processos e conectores utilizados na

recarga de baterias de VEs é importante para a popularização

e consolidação da tecnologia veicular elétrica no mercado

automobilístico. Assim como ocorre no caso dos veículos a

motor de combustão interna, que podem ser reabastecidos

em qualquer lugar, pois o bico da bomba de combustível

é compatível com o bocal do tanque de todo tipo de au-

tomóvel, espera-se que haja o estabelecimento de padrões

internacionais únicos, ou ao menos compatíveis entre si, tam-

bém para os veículos elétricos. Atualmente, há três padrões

importantes de conectores e formas de recarga condutiva

que vem sendo internacionalmente estabelecidos e utilizados

por montadoras de automóveis [82]. Nos Estados Unidos da

América, o padrão utilizado é definido pela SAE (Society ofAutomotive Engineers), sob o nome J1772 [70]. Na Europa,

há os padrões IEC (International Eletrotechnic Comission)61851 [83] e 62196 [84], recentemente adotados no Brasil

pela Associação Brasileira de Normas Técnicas (ABNT) [71],

[85]. Já no Japão, vem sendo utilizado o padrão comumente

denominado por CHAdeMO [86]. Os padrões SAE J1772

e CHAdeMO não são compatíveis entre si. Já o padrão

IEC 61851, mais abrangente, apresenta compatibilidade com

os padrões norte-americano e japonês. Há veículos elétricos

comerciais que trazem mais de um tipo de conector para

recarga, como por exemplo, o Nissan Leaf, cujo detalhe na

Figura 8 mostra a existência de um conector SAE J1772

para recarga lenta com alimentação em corrente alternada e

um conector CHAdeMO (ou conector TEPCO) para recarga

rápida em corrente contínua. As empresas montadoras de

automóveis dos EUA e dos países da Europa, em 2012,

realizaram opção de utilização do novo conector do padrão

SAE J1772 (conhecido como conector “combo”), que permite

recarga lenta com alimentação CA e recarga rápida CC,

em seus novos veículos [87], [88]. Além disso, espera-se

que as montadoras japonesas também venham adotar este

novo tipo de conector [33]. Nesta seção serão descritos os

principais padrões de conectores e formas de recarga de

veículos elétricos atualmente comercializados.

Conector TEPCO (CHAdeMO)

Conector SAE J1772

Fig. 8. Utilização de mais de um tipo de conector para recarga (Nis-san Leaf, em adaptação de foto retirada de www.bendbulletin.com).

1) SAE J1772: A prática recomendada para veículos de

superfície “SAE J1772 - Electric Vehicle and Plug-in HybridElectric Vehicle Conductive Charge Coupler” [70] traz es-

pecificações dos conectores (plugue e tomada) utilizados na

recarga condutiva de veículos elétricos, além de definir difer-

entes níveis para a execução de tal tipo de recarga de baterias.

Na sua versão do ano de 2010, a SAE J1772 cobre apenas a

carga lenta com alimentação em corrente alternada. Em 2012,

esta prática recomendada recebeu atualização incorporando

a recarga com alimentação em corrente contínua (lenta e

rápida). Os métodos de recarga definidos pela SAE J1772 são

apresentados na Tabela I. Os métodos de recarga “CA Nível

1” e “CA Nível 2” são baseados na conexão do VE à rede em

corrente alternada, com alimentação tipicamente monofásica.

A SAE J1772 não cobre recarga baseada em alimentação

trifásica, pois não é um tipo de fornecimento de energia

comumente disponível aos consumidores norte-americanos

[82]. Já a alimentação bifásica, apesar de não ser citada

explicitamente na definição dos métodos de recarga estabe-


TABELA IMétodos de recarga de baterias para VEs (SAE J1772)

Método deRecarga Característica/Aplicação Tensão Corrente

CA Nível 1

· Carga lenta (alimentaçãoCA monofásica)· Recarga em tomada resi-dencial de uso geral

120 V 12–16 A

CA Nível 2

· Carga lenta (alimentaçãoCA monofásica ou bifásica)· Ponto de recarga (residen-cial/público)

208–240 V ≤80 A

CC Nível 1

· Carga lenta (alimentaçãoCC)· Ponto de recarga (residen-cial/público)

200–500 V ≤80 A

CC Nível 2· Carga rápida (alimentaçãoCC)· Estações de recarga

200–500 V ≤200 A

lecidos pelo padrão, é suportada pelo conector SAE J1772

(métodos de recarga “CA Nível 1” e “CA Nível 2”) dadas as

funções atribuídas a seus terminais e os diagramas elétricos

de conexão à rede apresentados em tal padrão [70]. O método

de recarga “CA Nível 1” permite realizar a recarga de um

VE utilizando uma tomada residencial comum, à qual deve

ser conectado o equipamento de interface compatível com

“CA Nível 1” (cabo “Nível 1”), que já pode vir embarcado

no veículo elétrico [16]. Já o método de recarga “CA Nível

2”, que é considerado a forma de recarga mais importante

para pontos de recarga públicos e privados (incluindo os

residenciais), não é compatível com tomadas residenciais

comuns e necessita de equipamento especial dedicado, comu-

mente designado por EVSE (do inglês electric vehicle supplyequipment) ou, em português, SAVE (sistema de alimentação

para veículo elétrico, seguindo a nomenclatura adotada pela

ABNT [71]). É importante observar que um ponto de recarga

compatível com os métodos de recarga “CA Nível 1” e “CA

Nível 2” não é um carregador que faz conexão direta ao

banco de baterias do VE, mas sim uma interface de conexão

entre o carregador embarcado no veículo e a rede elétrica.

Essencialmente, tal tipo de ponto de recarga é um conector

inteligente que é responsável não apenas pela conexão do

VE à rede, mas também apresenta características obrigatórias

de controle e proteção estabelecidas pela própria SAE e

outros órgãos de normatização [47]. A título de ilustração,

na Figura 9, é apresentado o circuito de conexão de um

SAVE padrão SAE J1772 “CA Nível 2”, onde é possível

observar, além dos terminas de alimentação, a existência de

terminais de detecção de proximidade e de controle (piloto),

utilizados para garantir a operação adequada da conexão do

VE ao SAVE.

Os métodos de recarga “CC Nível 1” e “CC Nível 2” (este

similar ao método de recarga “Nível 3” definido nas versões

anteriores da SAE J1772) são aplicados, respectivamente,

a pontos de recarga e a estações de recarga comerciais

(com carga rápida em corrente contínua). Nos dois casos,

o carregador de baterias é externo ao VE, sendo diretamente

conectado ao banco de baterias do veículo.

Tratando-se do acoplamento entre a rede elétrica e o VE

para recarga de baterias, existem dois tipos de conectores

Sinalizador (Presença de Tensão CA)

1

2

3

4

5

GND

L1

L2/N Carregador de BateriasR

ede

El

étric

a

SAVE Veículo Elétrico

Conector do SAVE

Tomada do Veículo

Sistema de Controle

Fig. 9. Circuito típico de um SAVE padrão SAE J1772 “CA Nível2” (pinagem definida na Figura 10(a)).

padrão SAE J1772. O primeiro é o conector estabelecido nas

versões até 2010 desta prática recomendada, que suporta os

métodos de recarga “CA Nível 1” e “CA Nível 2”, sendo

também utilizado para recarga “CC Nível 1”. Além deste,

há também o novo conector “combo”, definido na versão

de 2012 de tal padrão, que suporta recarga “CC Nível 2”

adicionalmente aos outros métodos de recarga. Na Figura 10

são mostradas fotos do par plugue-tomada destes dois tipos

de acoplamento do padrão SAE J1772.

(1) L1(2) L2/N

(3) GND(4) Controle

(5) Detecção de Proximidade

(a)

(b)

Fig. 10. Conectores padrão SAE J1772: (a) Métodos de recarga “CANível 1”, “CA Nível 2” e “CC Nível 1” (adaptação de foto retiradade www.carstations.com); (b) “Combo”: suporta todos os métodosde recarga (foto retirada de ev.sae.org/article/10128).

2) IEC 61851 (NBR/IEC 61851) e IEC 62196 (NBR/IEC62196): Há dois padrões definidos pela IEC relacionados à

recarga condutiva de baterias de veículos elétricos [82], [89]:

IEC 61851 e IEC 62196. O padrão IEC 61851, “Electric Ve-hicle Conductive Charging System”, trata dos equipamentos


para recarga de VEs em corrente alternada e em corrente

contínua. Já a IEC 62196, “Plugs, Sockets Outlets, VehicleCoupler and Vehicles Inlets - Conductive Charging of ElectricVehicles” aborda os requisitos dos conectores utilizados na

recarga de VEs. Estes padrões foram recentemente adotados

pela ABNT sob os nomes “NBR/IEC 61851 - Sistema de

Recarga Condutiva para Veículos Elétricos” e “NBR/IEC

62196 - Plugues, Tomadas, Tomadas Móveis para Veículo

Elétrico e Plugues Fixos de Veículos Elétricos - Recarga Con-

dutiva para Veículos Elétricos”. São definidos, na “Parte 1”

do padrão IEC 61851 (NBR/IEC 61851), quatro modos de

recarga condutiva para veículos elétricos, descritos de forma

resumida Tabela II. No “Modo 1” é utilizada uma tomada

residencial comum para efetuar a recarga do VE. A segurança

é uma questão que merece atenção especial para este modo

de recarga, pois é totalmente dependente das características

da instalação elétrica à qual o VE está conectado [90],

[91]. Se esta não utilizar dispositivos de proteção diferencial-

residual (DR), como é o caso de instalações antigas, que

não seguem as normas atuais (como a NBR 5410 [92]), há

potencial risco de acidente na ocorrência de algum defeito

no sistema de recarga. O “Modo 2” também é aplicado a

tomadas residenciais, mas traz proteção incorporada ao cabo

de conexão ao VE, eliminando as preocupações relacionadas

a proteção existentes no “Modo 1”. O “Modo 3” se refere

a pontos de recarga com o uso de SAVE dedicado, e é

compatível com o método de recarga “CA Nível 2” da

SAE J1772. Já o “Modo 4”, que engloba a recarga CC de

veículos elétricos (carga rápida) encontra-se atualmente em

desenvolvimento [82]. A “Parte 1” da IEC 61851 (NBR/IEC

61851) define, ainda, três casos de conexão para recarga de

VEs. No “Caso A”, o cabo de conexão é fixado no VE, tendo

que ser conectado ao ponto de recarga (tomada ou SAVE).

Já no “Caso B”, o cabo é solto (as conexões devem ser feitas

tanto no VE quanto no ponto de recarga) e, no “Caso C”, o

cabo é fixado no ponto de recarga. O circuito da Figura 9

(referente à SAE J1772) é idêntico ao de um SAVE padrão

NBR/IEC 61851 “Modo 3” - “Caso C” e será considerado

como exemplo.

Quanto aos conectores, são definidos três tipos pela Parte

2 da IEC 62196, mostrados na Figura 11. O conector de

interface “Tipo 1” é equivalente ao conector SAE J1772

“CA Nível 1” e “CA Nível 2” e é utilizado para alimen-

tação monofásica em corrente alternada de até 250 V/32 A

(podendo chegar até a 80 A, para compatibilidade com o

padrão norte-americano). O conector “Tipo 2” é utilizado

para alimentação CA monofásica (até 250 V/70 A) ou

trifásica (380 V–480 V/63 A). Para o conector “Tipo 3”, que

apresenta características nominais semelhantes às do conector

“Tipo 2”, há uma capa de proteção que realiza a cobertura

de seus contatos quando desconectado da tomada (requisito

de segurança existente em alguns países europeus) [82].

3) CHAdeMO: O método de recarga rápida em cor-

rente contínua mais importante atualmente é chamado

CHAdeMO3, definido por uma associação de mesmo nome

3CHAdeMO é a contração da frase em francês “Charge de move”, quepode ser traduzida para o português como “Carregue e siga”, além de serum trocadilho com a frase em japonês “O cha demo ikaga desuka”, quesignifica “Vamos tomar um chá durante a carga” (em tradução livre).

TABELA IIModos de recarga de baterias para VEs(IEC 61851-1 e NBR/IEC 61851-1)

Modo deRecarga Característica/Aplicação Tensão Correntea

Modo 1 · Carga lenta (alimentação CA ≤250 V (1φ) 16 Amonofásica ou trifásica) ≤480 V (3φ)· Recarga em tomadaresidencial de uso geral

Modo 2 · Carga lenta (alimentação CA ≤250 V (1φ) 32 Amonofásica ou trifásica) ≤480 V (3φ)· Recarga em tomada residen-cial de uso específico (pro-teção e controle-piloto incor-porados ao cabo ou ao conec-tor do VE

Modo 3 · Carga lenta (alimentação CA ≤250 V (1φ) 32 Amonofásica ou trifásica) ≤480 V (3φ)utilizando SAVE dedicado· Ponto de recarga(residencial/público)

Modo 4b · Carga rápida (alimentaçãoCC)

— —

· Estações de recarga

aMaiores valores de corrente são permitidos para os Modos 2 e 3, desdeque suportados pelos elementos do sistema de recarga;

bEm desenvolvimento.

(a) (b)

(c)

Fig. 11. Conectores padrão IEC 62196-2 (fotos retiradas de [82]).(a)“Tipo 1” (fabricante: Yazaki); (b)“Tipo 2” (fabricante: Mennekes);(c)“Tipo 3” (fabricante: SCAME)

composta por diversas empresas dos setores automotivo, de

energia e de equipamentos elétricos de vários países do

mundo, liderada por montadoras de automóveis japonesas

e francesas (Nissan/Renault, Mitsubishi, Fuji Heavy Indus-tries/Subaru e Toyota) e pela empresa de energia de Tóquio

(TEPCO) [82]. O sistema de recarga CC CHAdeMO está

incluído no rascunho da IEC 61851-23 [86]. Consequente-

mente, deve também ser adotado no Brasil, em futuras

versões da NBR/IEC 61851. O conector utilizado é definido

pelo “Japan Electric Vehicle Standard (JEVS)” G105-1993,

publicado pelo Instituto Japonês de Pesquisa Automotiva,

sendo frequentemente denominado como “conector TEPCO”

(pois foi desenvolvido pela TEPCO em conjunto com empre-


sas do setor automotivo japonês). Este conector, com versões

de diferentes fabricantes mostradas na Figura 12, permite a

recarga CC em até 500 V/125 A [82], [93]. A interface de

conexão do método de recarga CHAdeMO é mostrada na

Figura 13 [93].

(a) (b)

(c)

Fig. 12. Conectores TEPCO de diferentes fabricantes (fotos retiradasde www.chademo.com/items): (a) Yazaki; (b) Fujikura; (c) DYDEN8.

Carregador/Conector Veículo Elétrico

6

5

2

4

1

8

9

3

+

-

7

+12 V

Controle

+12 V+-

+12 V

10

+12 V

Con

trole

Alimentação (+)

Alimentação (-)

CarregadorInício/Parada 1

CarregadorInício/Parada 2

Verificação de conexão

Habilitação de Recarga

GND

CAN-H

CAN-L

N/C

V

ALI

MEN

TAÇ

ÃO

LIN

HA

S D

E C

ON

TRO

LE

AN

ALÓ

GIC

O

BA

RR

AM

ENTO

C

AN

Banco de Baterias

PINAGEM

Controle

Controle

10

123

4

56

789

Fig. 13. Circuito elétrico simplificado da interface de conexão pararecarga - conector TEPCO/protocolo CHAdeMO (adaptado de [93]).

III. EXEMPLO DE APLICAÇÃO: CONEXÃO DE

KART CROSS ELÉTRICO À REDE DE ENERGIA

ELÉTRICA

Exemplificando os conceitos descritos nas seções ante-

riores, é apresentado um caso de conexão de um Kart Cross

Elétrico (protótipo de veículo elétrico em escala reduzida que

está sendo atualmente desenvolvido no Núcleo de Automação

e Eletrônica de Potência da UFJF) à rede de energia elétrica.

Este VE, cuja fotografia é apresentada na Figura14, possui

banco de baterias de 4,8 kWh (duas baterias de LiFePO4

de 100 Ah/24 V) e motor síncrono de imãs permanentes

de 5 kW. Um banco de supercapacitores composto de seis

módulos de 58 F/16,2 V também é utilizado no sistema de

armazenamento de energia deste VE.

Uma vez que os níveis de tensão utilizados neste Kart

Cross Elétrico são menores que os existentes em veículos

elétricos comerciais (que tipicamente apresentam banco de

baterias com tensão nominal da ordem de 200 a 360 V e

acionamento do motor elétrico em até 600 V) o sistema

experimental implementado para realização da conexão deste

VE à rede de energia elétrica apresenta escala de tensão

reduzida. A atual versão do sistema experimental reproduz

a conexão de um VE a uma rede monofásica que emula uma

instalação elétrica residencial (também em pequena escala e

composta por cargas lineares e não lineares). O diagrama

esquemático simplificado e principais especificações deste

protótipo são apresentados na Figura 15 e na Tabela III,

respectivamente. Na implementação deste sistema em escala

reduzida foram utilizados alguns recursos já disponíveis em

laboratório como, por exemplo, um transformador abaixador

de 3,75 kVA, de relação de transformação 1:4 (levando a

alimentação monofásica de 127 V para 31,75 V). A corrente

nominal do sistema foi definida como 64 A devido à limitação

de recursos de laboratório. A conexão do Kart Cross Elétrico

à rede foi realizada por meio de tomada industrial tripolar

(futuras versões do protótipo utilizarão conector padrão SAE

J1772 para alimentação em corrente alternada).

Neste sistema experimental, há a integração de um car-

regador avançado aos conversores estáticos componentes do

sistema de propulsão do Kart Cross Elétrico. Desta forma,

conforme discutido na Introdução e na Seção II, é possível

que haja fluxo bidirecional potência entre o VE e a rede

de energia elétrica, o que permite que sejam realizadas

funções adicionais, tais como geração de energia elétrica,

compensação de reativos e harmônicos de corrente das cargas

da instalação elétrica, além da recarga do banco de baterias

embarcado (função primária da conexão de um VE à rede

elétrica). A fim de reduzir a carga extra a bordo do Kart

Cross Elétrico, o indutor de filtragem Lf , parte do carregador

avançado integrado ao sistema de propulsão do VE, é inserido

Fig. 14. Kart Cross Elétrico (em desenvolvimento no Núcleo deAutomação e Eletrônica de Potência da UFJF).


Lb

Sa

Sb Db

Da S1

S’1

S2

S’2

Cf

Lf

K1

40 A

Controle

100 V

48 VSAVE

iVE

KART CROSS ELÉTRICO

Retificador de Onda

Completa

25 A 25 A iS

iinst

A’

N

A

N

127 V (rms)

31,75 V(rms)

1:4

vS

16 A

CARGAS RESIDENCIAIS

+_+_

Banco de Baterias

10 A

RsurtoRsurto

Carga RL Paralelo

Fig. 15. Conexão do Kart Cross Elétrico à rede de energia elétrica.

TABELA IIICaracterísticas do sistema experimental

Instalação Elétrica Residencial em Escala ReduzidaTensão de alimentação 31,75 V/60Hz

Corrente nominal 64 A(rms)

Potência aparente nominal 2,032 kVA

Cargas residenciaisLinear (RL paralelo) R = 3 Ω; L = 20 mH

Não linear (retificador de onda Capacitor de saída: 1,65 mFcompleta monofásico) Resistor de carga: 9,6 Ω

SAVELf 0,2 mH

Rsurto 22 Ω

como componente do SAVE, como exibido na Figura 15.

Adicionalmente aos dispositivos de proteção e manobra típi-

cos de um SAVE, o sistema experimental implementado

apresenta proteção contra surtos de corrente, que é utilizada

em testes nos quais o barramento CC do Kart Cross Elétrico

apresenta condição inicial de tensão inferior à tensão de pico

da rede monofásica. Os níveis de corrente suportados, bem

como as proteções existentes no SAVE desenvolvido, são

compatíveis com os requisitos definidos nos padrões SAE

J1772 e NBR/IEC 61851.

O sistema de controle dos conversores estáticos do Kart

Cross Elétrico foi implementado digitalmente utilizando o

DSC TMS320F28335, da Texas Instruments. Já o monitora-

mento da tensão e da temperatura de cada célula do banco de

baterias embarcado, bem como de sua corrente, é realizado

por um BMS implementado com o microcontrolador TIVA CSeries TM4C123G, do mesmo fabricante.

Ilustrando a potencialidade existente na integração de

VEs à rede de energia elétrica apresenta-se alguns casos

de conexão do Kart Cross Elétrico ao sistema experimental

descrito, nos quais avalia-se a possibilidade da utilização

do carregador avançado integrado ao VE para realização

de serviços auxiliares à rede de distribuição de energia

elétrica. É verificada a utilização dos conversores estáticos,

componentes do sistema de propulsão do Kart Cross Elétrico,

na compensação de harmônicos de corrente e da potência

reativa das cargas de uma instalação elétrica monofásica

hipotética realizada de forma simultânea à recarga do banco

de baterias do VE. A forma de onda de corrente consumida

pelas cargas que emulam esta instalação elétrica é típica

de um instalação elétrica residencial composta por cargas

lineares e não lineares [94]. Tal forma de onda é exibida

na Figura 16 e apresenta DHT = 36,52% (operação das

cargas residenciais com fator de potência (fp) igual a 0,8975,

com atraso de 26,17◦ entre as componentes fundamentais de

tensão de alimentação e corrente). Na Figura 17 são apre-

sentados resultados experimentais que ilustram uma situação

de recarga lenta (modo de corrente constante) do banco de

baterias do Kart Cross Elétrico, com corrente CA de recarga

de aproximadamente 15 A(rms), realizada simultaneamente

à compensação dos harmônicos de corrente e da potên-

cia reativa das cargas residenciais. Neste caso, a corrente

consumida da rede, Figura 17(a), passa a ser praticamente

senoidal, apresentando DHT = 1,14% (em fase com a

componente fundamental da tensão de alimentação), levando

a uma operação com fp = 0,995. A corrente sintetizada pelo

VE para recarga de baterias simultânea à compensação das

cargas residenciais é exibida na Figura 17(b).

Fig. 16. Tensão da rede elétrica (azul escuro, 15 V/div) e correnteconsumida pelas cargas residenciais, (ciano, 20 A/div).

Na segunda situação analisada, considera-se que o Kart

Cross Elétrico continua conectado à rede após a recarga

completa de seu banco de baterias, com os conversores es-

táticos componentes de seu sistema de propulsão ainda sendo

utilizados na compensação de harmônicos de corrente e da

potência reativa das cargas residenciais (operação como filtro

ativo de potência). Neste caso, com o carregador avançado

integrado ao sistema de propulsão do Kart Cross Elétrico

realizando a compensação dos harmônicos de corrente e

da potência reativa destas cargas, a corrente consumida da

rede elétrica, apresentada na Figura 18(a), passa a apresentar

DHT igual a 2,14 % (também em fase com a componente

fundamental da tensão de alimentação) e o sistema, como um

todo, apresenta fp = 0,9883. A corrente sintetizada pelo VE

para a compensação das cargas residenciais para esta segunda

situação analisada é apresentada na Figura 18(b).

Nos dois casos apresentados, foi possível realizar a com-


(a)

(b)

Fig. 17. Carregador avançado integrado ao Kart Cross Elétricoatuando na recarga do banco de baterias de simultânea à com-pensação de cargas residenciais: (a) tensão da rede elétrica (azulescuro, 15 V/div) e corrente compensada (drenada da rede, em ciano,25 A/div); (b) tensão da rede elétrica (azul escuro, 15 V/div) ecorrente sintetizada pelo VE para recarga de baterias simultânea àoperação como compensador estático (ciano, 25 A/div).

pensação das cargas da instalação elétrica mesmo com a alta

distorção harmônica existente na tensão de alimentação do

sistema experimental (DHT = 9,3 %, com o VE desco-

nectado). Este tipo de operação integrada à eletrônica de

potência embarcada em um VE não afeta a vida útil de seu

banco de baterias, uma vez que este não é utilizado para

funções não relacionadas à tração elétrica (a sua recarga,

realizada de forma lenta, dentro dos limites estabelecidos pelo

fabricante, é necessária para o uso primário do VE, podendo

ter sua influência na vida útil do banco de baterias descon-

siderada para os casos apresentados). Um detalhamento da

integração dos modos de operação apresentados nesta seção

ao sistema de propulsão do protótipo de Kart Cross Elétrico

é descrito em [20], [95]. A avaliação da operação do sistema

experimental desenvolvido em diferentes situações, tais como

geração de energia elétrica, integração à fontes de energia

renovável, entre outras, suas vantagens e desvantagens, bem

como o detalhamento dos processos de recarga e do BMS

serão apresentados em trabalhos futuros dos autores.

IV. CONCLUSÕES

As possíveis formas de conexão de veículos elétricos à rede

de energia elétrica para reabastecimento foram abordadas

(a)

(b)

Fig. 18. Carregador avançado integrado ao Kart Cross Elétricoatuando como filtro ativo de potência: (a) tensão da rede elétrica(azul escuro, 15 V/div) e corrente compensada (drenada da rede, emciano, 20 A/div); (b) tensão da rede elétrica (azul escuro, 15 V/div)e corrente sintetizada pelo VE operando como filtro de potência(ciano, 20 A/div).

neste trabalho. Foram discutidas as características dos méto-

dos de recarga de baterias, apontando a recarga noturna como

forma primária de reabastecimento para os VEs. Os diversos

tipos de carregadores de bateria, bem como os padrões de

recarga atualmente utilizados também foram classificados e

detalhados, inclusive os padrões NBR/IEC 61851 e NBR/IEC

62196, recentemente adotados pela ABNT. A escolha destes

padrões para o sistema de recarga condutiva para o Brasil

é acertada, uma vez que apresentam compatibilidade com

os padrões SAE J1772 e CHAdeMO, que são atualmente

utilizados pelos fabricantes norte-americanos, europeus e

japoneses. Adicionalmente, foi apresentada a estrutura de

um sistema experimental para a avaliação de estratégias de

conexão de VEs à rede de energia elétrica, atualmente em

desenvolvimento no Núcleo de Automação e Eletrônica de

Potência da UFJF.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem aos seguintes órgãos de fomento

e instituições pelo suporte financeiro destinado ao de-

senvolvimento deste trabalho: FAPEMIG, CNPq, INERGE

(INCT/Energia Elétrica), UFJF e IF Sudeste MG. Registram,

também, agradecimento às empresas Semikron e Trancil pela


doação de componentes utilizados no sistema experimental

e aos alunos do curso de Engenharia Elétrica da UFJF

Igor D. N. Souza e Thaís A. Peres pela contribuição no

desenvolvimento deste trabalho.

REFERÊNCIAS

[1] A. Emadi, “Transportation 2.0,” IEEE Power and EnergyMagazine, vol. 9, no. 4, pp. 18–29, Julho 2011.

[2] M. Yilmaz e P. Krein, “Review of the impact of vehicle-

to-grid technologies on distribution systems and utility

interfaces,” IEEE Transactions on Power Electronics,vol. 28, no. 12, pp. 5673–5689, Dez. 2013.

[3] Companhia Ambiental do Estado de São Paulo

(CETESB), “Primeiro inventário de emissões antrópicas

de gases de efeito estufa diretos e indiretos,” Rel. Téc-

nico, 2011.

[4] G. Maggetto e J. Van Mierlo, “Electric and electric

hybrid vehicle technology: a survey,” in IEE Seminaron Electric, Hybrid and Fuel Cell Vehicles (Ref. No.2000/050), pp. 1/1–111, 2000.

[5] J. F. Queiroz, “Introdução do veículo híbrido no brasil:Evolução tecnológica aliada à qualidade de vida,” Dis-

sertação de Mestrado, Universidade de São Paulo, 2006.

[6] L. A. P. Peres, L. C. R. Rodrigues, S. F. Q. A. Rocha, e

W. Costa, “Níveis quantitativos de eficiência e emissões

de sistemas de propulsão veicular,” in Anais do IV Con-gresso Brasileiro de Eficiência Energética (CBEE’2011),2011.

[7] S. Wirasingha, R. Gremban, e A. Emadi, “Source-to-

wheel (STW) analysis of plug-in hybrid electric vehi-

cles,” IEEE Transactions on Smart Grid, vol. 3, no. 1,

pp. 316–331, Mar. 2012.

[8] B. Castro e T. Ferreira, “Veículos elétricos: Aspectos

básicos, perspectivas e oportunidades,” Revista BNDESSetorial, Setembro 2010.

[9] J. Larminie e J. Lowry, Electric Vehicle TechnologyExplained. John Wiley & Sons, 2003.

[10] G. Pistoia, Electric and Hybrid Vehicles - PowerSources, Models, Sustainability, Infrastructure and theMarket. Elsevier, 2010.

[11] M. Ferdowsi, “Plug-in hybrid vehicles - a vision

for the future,” in Proceedings of the IEEE VehiclePower Propulsion Conference (VPPC’2007), pp. 457–

462, 2007.

[12] C. Chan, “The state of the art of electric and hybrid

vehicles,” Proceedings of the IEEE, vol. 90, no. 2, pp.

247–275, Fev. 2002.

[13] M. Kisacikoglu, B. Ozpineci, L. Tolbert, e F. Wang,

“Single-phase inverter design for V2G reactive power

compensation,” in Proceedings of the Twenty-Sixth An-nual IEEE Applied Power Electronics Conference andExposition (APEC), pp. 808–814, Março 2011.

[14] R. Jayabalan, B. Fahimi, A. Koenig, e S. Pekarek,

“Applications of power electronics-based systems in ve-

hicular technology: state-of-the-art and future trends,”

in Proc. of the IEEE 35th Annual Power ElectronicsSpecialists Conference (PESC), vol. 3, pp. 1887–1894,

Jun. 2004.

[15] Y.-J. Lee, A. Khaligh, e A. Emadi, “Advanced integrated

bidirectional AC/DC and DC/DC converter for plug-in

hybrid electric vehicles,” IEEE Transactions on VehicularTechnology, vol. 58, no. 8, pp. 3970–3980, Out. 2009.

[16] M. Yilmaz e P. Krein, “Review of battery charger

topologies, charging power levels, and infrastructure for

plug-in electric and hybrid vehicles,” IEEE Transactionson Power Electronics, vol. 28, no. 5, pp. 2151–2169,

Maio 2013.

[17] X. Yu, Y. Xue, S. Sirouspour, e A. Emadi, “Microgrid

and transportation electrification: A review,” in Proc. ofthe 2012 IEEE Transportation Electrification Conferenceand Expo (ITEC), pp. 1–6, Jun. 2012.

[18] G. Arnold, “Challenges and opportunities in smart grid:

A position article,” Proceedings of the IEEE, vol. 99,

no. 6, pp. 922–927, Jun. 2011.

[19] W. Kempton e J. Tomic, “Vehicle-to-grid power

fundamentals: Calculating capacity and net revenue,”

Journal of Power Sources, vol. 144, no. 1,

pp. 268 – 279, 2005. [Online]. Disponível

em: http://www.sciencedirect.com/science/article/pii/

S0378775305000352 (Acesso em: 28/05/2014).

[20] M. Rodrigues, H. Schettino, A. Ferreira, P. Barbosa, e

H. Braga, “Active power filter operation of an electric

vehicle applied to single-phase networks,” in Proc. ofthe 10th IEEE/IAS International Conference on IndustryApplications (INDUSCON2012), pp. 1–8, Nov. 2012.

[21] M. Kisacikoglu, B. Ozpineci, e L. Tolbert, “Effects of

V2G reactive power compensation on the component

selection in an EV or PHEV bidirectional charger,” in

Proc. of the IEEE Energy Conversion Congress andExposition (ECCE 2010), pp. 870–876, Set. 2010.

[22] D. Tuttle e R. Baldick, “The evolution of plug-in electric

vehicle-grid interactions,” IEEE Transactions on SmartGrid, vol. 3, no. 1, pp. 500–505, Mar. 2012.

[23] C. Pang, P. Dutta, e M. Kezunovic, “BEVs/PHEVs as

dispersed energy storage for V2B uses in the smart grid,”

IEEE Transactions on Smart Grid, vol. 3, no. 1, pp. 473–482, Mar. 2012.

[24] C. Botsford e A. Szczepanek, “Fast charging vs. slow

charging: Pros and cons for the new age of electric vehi-

cles,” in Proc. of the 24th International Battery, Hybridand Fuel Cell Electric Vehicle Symposium (EVS24), pp.1–9, 2009.

[25] W. Jiayuan, S. Zechang, e W. Xuezhe, “Performance

and characteristic research in LiFePO4 battery for electric

vehicle applications,” in Proc. of the IEEE Vehicle Powerand Propulsion Conference (VPPC2009), pp. 1657–1661,Set. 2009.

[26] V. E. House e F. Ross, “How to build a battery that

lasts longer than a car,” 2007. [Online]. Disponível

em: http://www.eetimes.com/design/power-management-

design/4012188/How-to-build-a-battery- that-lasts-

longer-than-a-car (Acesso em: 16/04/2014).

[27] P. Erber, “Veículos elétricos,” 2009. [Online].

Disponível em: http://www.prefeitura.sp.gov.br/cidade/

secretarias/upload/PietroErber_ABVE_1256219666.pdf

(Acesso em: 16/04/2014).

[28] R. Bedell, “A practical, 70-90% electric bus without


overhead wires,” in Proc. of the 24th International Bat-tery, Hybrid and Fuel Cell Electric Vehicle Symposium(EVS24), Maio 2009.

[29] R. Bedell, B. Westerlund, e P. Åstrand, “First results

from field testing of fast charged hybrid buses in Umea,

Sweden,” in Proc. of the European Electric VehicleConference (EEVC), Out. 2011.

[30] D. Jonhson, “Nanomaterials keep pushing

lithium-sulfur battery capabilities for EVs,”

Abril 2014. [Online]. Disponível em:

http://spectrum.ieee.org/nanoclast/transportation/advanced-

cars/nanomaterials-keep-pushing-lithiumsulfur-battery-

capabilities (Acesso em: 23/04/2014).

[31] J. Zheng, J. Tian, D. Wu, M. Gu, W. Xu, C. Wang,

F. Gao, M. H. Engelhard, J.-G. Zhang, J. Liu, e J. Xiao,

“Lewis acid-base interactions between polysulfides

and metal organic framework in lithium sulfur

batteries,” Nano Letters, 2014. [Online]. Disponível em:

http://pubs.acs.org/doi/abs/10.1021/nl404721h (Acesso

em: 23/04/2014).

[32] H. Makkonen, J. Partanen, e P. Silventoinen, “Concept

of battery charging and discharging in automotive appli-

cations,” in Proc. of the 2010 International Symposiumon Power Electronics Electrical Drives Automation andMotion (SPEEDAM), pp. 1664–1669, Jun. 2010.

[33] L. Ulrich, “State of charge,” IEEE Spectrum, vol. 49,

no. 1, pp. 56–59, Janeiro 2012.

[34] Itaipu Binacional, “Visão geral do programa veículo

elétrico,” Diretoria Geral - Assesoria de Mobilidade

Elétrica Sustentável, Rel. Técnico, Junho 2013.

[35] T. O’Sullivan, C. Bingham, e R. Clark, “Zebra battery

technologies for all electric smart car,” in Proc. of the2006 International Symposium on Power Electronics,Electrical Drives, Automation and Motion (SPEEDAM2006), Maio 2006.

[36] General Electric, “GE energy storage,” 2014. [Online].

Disponível em: http://geenergystorage.com/ (Acesso em:

24/04/2014).

[37] K. Bullis, “Sodium-ion cells for cheap energy storage,”

Technology Review (Published by MIT), Dez. 2009.

[38] The Energy Blog, “About sodium-sulfur (NaS)

batteries,” 2006. [Online]. Disponível em:

http://thefraserdomain.typepad.com/energy/2006/01/sod

iumsulfur_na.html (Acesso em: 16/04/2014).

[39] M. Kisacikoglu, B. Ozpineci, e L. Tolbert, “Reactive

power operation analysis of a single-phase EV/PHEV

bidirectional battery charger,” in Proc. of the IEEE 8th In-ternational Conference on Power Electronics and ECCEAsia (ICPE ECCE), pp. 585–592, Maio 2011.

[40] D. Andrea, Battery Management Systems for LargeLithium-Ion Battery Packs. Norwood: Artech House,

2010.

[41] Elithion Co., “Li-ion BMS,” Jan. 2013.

[Online]. Disponível em: http://liionbms.com/php/

white_papers.php (Acesso em: 19/04/2014).

[42] T. Phung, J. Crebier, e Y. Lembeye, “Voltage balancing

converter network for series-connected battery stack,”

in IECON 2012 - 38th Annual Conference on IEEEIndustrial Electronics Society, pp. 3007–3013, Out. 2012.

[43] H. Maleki e J. N. Howard, “Effects of overdischarge

on performance and thermal stability of a Li-ion cell,”

Journal of Power Sources, vol. 160, no. 2, pp. 1395–

1402, Out. 2006.

[44] W. Rößler, “Boost battery perfomance

with active charge-balancing,” EE Times-Asia, Jul. 2008. [Online]. Disponível em:

http://www.eetasia.com/STATIC/PDF/200807/EEOL_20

08JUL16_POW_CTRLD_TA_01.pdf (Acesso em:

23/04/2014).

[45] S. Moore e P. Schneider, “A review of cell equalization

methods for lithium ion and lithium polymer battery

systems,” 2001, SAE Technical Paper 2001-01-0959.

[46] B. Kuhn, G. Pitel, e P. Krein, “Electrical properties and

equalization of lithium-ion cells in automotive applica-

tions,” in Proc. of the 2005 IEEE Vehicle Power andPropulsion Conference, Set. 2005.

[47] G. Fox, “Getting ready for electric vehicle charging

stations,” in Proc. of the 2011 IEEE Industry ApplicationsSociety Annual Meeting (IAS), pp. 1–7, Out. 2011.

[48] P. Bauer, Y. Zhou, J. Doppler, e N. Stembridge, “Charg-

ing of EVs and impact on grid,” in 13th InternationalSymposium on Mechatronics (MECHATRONIKA’2010),2010.

[49] SAE, “SAE std. J1772 - SAE electric vehicle and plug

in hybrid electric vehicle conductive charge coupler,”

2010.

[50] Nissan, “Nissan zero emission website,”

2012. [Online]. Disponível em: http://www.nissan-

zeroemission.com/EN/LEAF/specs.html (Acesso em:

19/04/2014).

[51] S. Haghbin, K. Khan, S. Lundmark, M. Alaküla,

O. Carlson, M. Leksell, e O. Wallmark, “Integrated

chargers for EV’s and PHEV’s: examples and new so-

lutions,” in Proc. of the XIX International Conference onElectrical Machines (ICEM2010), pp. 1–6, Set. 2010.

[52] S. Dusmez e A. Khaligh, “Cost effective solutions

to level 3 on-board battery chargers,” in Proc. of theTwenty-Seventh Annual IEEE Applied Power ElectronicsConference and Exposition (APEC2012), pp. 2121–2127,Fev. 2012.

[53] C. Toepfer, “Charge! EVs power up for the long haul,”

IEEE Spectrum, vol. 35, no. 11, pp. 41–47, Nov. 1998.

[54] A. Boulanger, A. Chu, S. Maxx, e D. Waltz, “Vehicle

electrification: Status and issues,” Proceedings of theIEEE, vol. 99, no. 6, pp. 1116–1138, Jun. 2011.

[55] F. Calmon, “Falência de projeto mostra

que frota 100% elétrica é sonho distante,”

Maio 2013. [Online]. Disponível em:

http://carros.uol.com.br/noticias/redacao/2013/05/28/fal

encia-de-projeto-mostra-que-frota-100-eletrica-e-sonho-

distante.htm (Acesso em: 24/04/2014).

[56] Tesla Motors, “Battery swap,” 2014. [Online].

Disponível em: http://www.teslamotors.com/battery swap

(Acesso em: 23/04/2014).

[57] M. Duvall, “Charging infrastructure up-

date,” Electric Power Research Institue

(EPRI), Março 2010. [Online]. Disponível

em: http://www.cpuc.ca.gov/NR/rdonlyres/00592EDE-


7FA1-4C64-907B-CC1A6BEE5BF5/0/EPRICharging In-

frastructureUpdate.pdf (Acesso em: 21/04/2014).

[58] X. Li, J. M. Ogden, e K. S. Kurani, “An overview

of automotive home and neighborhood refueling,” WorldElectric Vehicle Journal, 2009.

[59] T. Anegawa, “Development of the most suitable infras-

tructure for commuter electric vehicles,” 2008, TEPCO

R&D Center.

[60] ——, “Development of quick charging system for elec-

tric vehicle,” in Proc. World Energy Congress, 2010.[61] D. Erb, O. Onar, e A. Khaligh, “Bi-directional charg-

ing topologies for plug-in hybrid electric vehicles,” in

Proc. of the Twenty-Fifth Annual IEEE Applied PowerElectronics Conference and Exposition (APEC 2010), pp.2066–2072, Fev. 2010.

[62] L. E. Hall, “2012 toyota prius plug-in hybrid

review,” August 2012. [Online]. Disponível em:

http://www.hybridcars.com/toyota-prius-plug (Acesso

em: 25/04/2014).

[63] Nissan Motors, “Nissan leaf - how to

charge?” 2014. [Online]. Disponível em:

http://www.nissan.co.uk/GB/en/vehicle/electric-vehicles

/leaf/charging-and-battery/charging-nissan-leaf-and-batt

ery.html (Acesso em: 25/04/2014).

[64] G. Pellegrino, E. Armando, e P. Guglielmi, “An integral

battery charger with power factor correction for elec-

tric scooter,” IEEE Transactions on Power Electronics,vol. 25, no. 3, pp. 751–759, Mar. 2010.

[65] L. Solero, “Nonconventional on-board charger for elec-

tric vehicle propulsion batteries,” IEEE Transactions onVehicular Technology, vol. 50, no. 1, pp. 144–149, Jan.2001.

[66] F. Lacressonniere e B. Cassoret, “Converter used as a

battery charger and a motor speed controller in an indus-

trial truck,” in Proc. of the 2005 European Conferenceon Power Electronics and Applications, 2005.

[67] “IEEE recommended practices and requirements for

harmonic control in electrical power systems,” IEEE Std519-1992, pp. 1–112, Abr. 1993.

[68] M. Rodrigues, I. Souza, A. Ferreira, P. Barbosa, e

H. Braga, “Simultaneous active power filter and G2V

(or V2G) operation of EV on-board power electronics,”

in Proc. of the 39th Annual Conference of the IEEEIndustrial Electronics Society (IECON 2013), pp. 4684–4689, Nov. 2013.

[69] Y. Du, X. Zhou, S. Bai, S. Lukic, e A. Huang, “Review

of non-isolated bi-directional dc-dc converters for plug-

in hybrid electric vehicle charge station application at

municipal parking decks,” in Twenty-Fifth Annual IEEEApplied Power Electronics Conference and Exposition(APEC 2010), pp. 1145–1151, Fev. 2010.

[70] SAE, “SAE std. J1772 - SAE electric vehicle and plug

in hybrid electric vehicle conductive charge coupler,”

Out. 2012.

[71] ABNT, “NBR/IEC 61851 - Sistema de Recarga Condu-

tiva para Veículos Elétricos,” Junho 2013.

[72] S. Lukic e Z. Pantic, “Cutting the cord: Static and

dynamic inductive wireless charging of electric vehicles,”

IEEE Electrification Magazine, vol. 1, no. 1, pp. 57–64,Set. 2013.

[73] N. Kar, K. Iyer, A. Labak, X. Lu, C. Lai, A. Balamurali,

B. Esteban, e M. Sid-Ahmed, “Courting and sparking:

Wooing consumers? Interest in the EV market,” IEEEElectrification Magazine, vol. 1, no. 1, pp. 21–31, Set.

2013.

[74] K. Throngnumchai, T. Kai, e Y. Minagawa, “A study

on receiver circuit topology of a cordless battery charger

for electric vehicles,” in Proc. of the 2011 IEEE EnergyConversion Congress and Exposition (ECCE), pp. 843–850, Set. 2011.

[75] Nissan Motor Co., “Non-contact charg-

ing.” [Online]. Disponível em: http://www.nissan-

global.com/EN/TECHNOLOGY/OVERVIEW/charging

.html (Acesso em: 21/04/2014).

[76] ——, “Wireless charging system.”

[Online]. Disponível em: http://www.nissan-

global.com/EN/TECHNOLOGY/OVERVIEW/wcs.html

(Acesso em: 21/04/2014).

[77] N. Liu e T. Habetler, “A study of designing a universal

inductive charger for electric vehicles,” in Proc. of the39th Annual Conference of the IEEE Industrial Electron-ics Society (IECON 2013), pp. 4528–4533, Nov. 2013.

[78] P. Sergeant e A. Van den Bossche, “Inductive coupler

for contactless power transmission,” IET Electric PowerApplications, vol. 2, no. 1, pp. 1–7, Jan. 2008.

[79] G. Covic, J. Boys, M. Budhia, e C. Y. Huang, “Electric

vehicles - personal transportations for the future,” WorldElectric Vehicle Journal, vol. 4, pp. 693–703, 2010.

[80] O. C. Onar, B. Ozpineci, e J. M. a. Miller, “Sistema sem

fio de transferência de potência do laboratório nacional

de Oak Ridge (USA) para carga de veículos elétricos,”

Newsletter da Sociedade Brasileira de Eletrônica dePotência, vol. I, no. 3, pp. 2–3, Maio 2013, (tradução:

E. S. Lima Júnior).

[81] G. Nagendra, J. Boys, G. Covic, B. Riar, e A. Sondhi,

“Design of a double coupled IPT EV highway,” in Proc.of the 39th Annual Conference of the IEEE IndustrialElectronics Society (IECON 2013), pp. 4606–4611, Nov.

2013.

[82] Society of Motor Manufacturers and Traders (SMMT),

“Report on the current situation and future direction of

electric vehicle charger standards,” Rel. Técnico, 2010.

[83] IEC, “IEC 61851 - Electric Vehicle Conductive Charg-

ing System,” 2010.

[84] ——, “IEC 62196 - Plugs, Sockets Outlets, Vehicle

Coupler and Vehicles Inlets - Conductive Charging of

Electric Vehicles,” 2011.

[85] ABNT, “NBR/IEC 62196 - Plugues, tomadas, tomadas

móveis para veículo elétrico e Plugues fixos de veículos

elétricos - Recarga condutiva para veículos elétricos,”

Julho/Novembro 2013.

[86] CHAdeMO, “Chademo (long brochure),” 2013. [On-

line]. Disponível em: http://www.chademo.com/wp/wp-

content/uploads/2013/09/20130925_brochure_long.pdf

(Acesso em: 21/04/2014).

[87] P. Ponticel, “J1772 “combo connector” shown at

the 2012 Electric Vehicle Symposium,” Maio 2012.


[Online]. Disponível em: http://articles.sae.org/11005/

(Acesso em: 21/04/2014).

[88] ABVE, “J1772 “combo connector” shown

at the 2012 Electric Vehicle Sympo-

sium,” Julho 2012. [Online]. Disponível em:

http://www.abve.org.br/destaques/2012/destaque12020.

asp (Acesso em: 21/04/2014).

[89] B. Rarbarch, “Presente e futuro da tecnologia de veícu-

los elétricos,” Eletricidade Moderna, Junho 2011.

[90] P. Van den Bossche, “Conductive charging standardisa-

tion issues,” in Proceedings of the 17th Electric VehicleSymposium and Exposition (EVS17), 2000.

[91] J. Driesen, “Electric vehicle charging integration,” Vi-

enna, November 2013, tutorial presented on the 39th

Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics

Society (IECON2013).

[92] ABNT, “NBR 5410 - Instalações elétricas de baixa

tensão,” 2004.

[93] T. Anegawa, “Safety design of CHAdeMO quick

charger and its impact on power grid,” 2010.

[Online]. Disponível em: http://www.ev-charging-

infrastructure.com/media/downloads/inline/takafumi-

anegawa-tepco-11-20.1290790915.pdf (Acesso em:

21/04/2014).

[94] I. A. Pires, “Caracterização de harmônicos causadospor equipamentos eletro-eletrônicos residenciais e co-merciais no sistema de distribuição de energia elétrica,”Dissertação de Mestrado, Universidade Federal de Minas

Gerais, Belo Horizonte, Brasil, 2006.

[95] M. C. Rodrigues, I. Souza, A. A. Ferreira, P. G. Barbosa,

e H. A. Braga, “Integrated bidirectional single-phase

vehicle-to-grid interface with active power filter capa-

bility,” in Proc. of the 12th Brazilian Power ElectronicsConference (COBEP 2013), pp. 993–1000, Out. 2013.

DADOS BIOGRÁFICOS

Márcio do Carmo Barbosa Poncilio Rodrigues, nasci-

do em 1978, é engenheiro eletricista (2002) e mestre em

Engenharia Elétrica (2004) pela Universidade Federal de Juiz

de Fora (UFJF). Foi professor dos cursos de Engenharia de

Controle e Automação e Técnico em Eletrotécnica do Centro

Federal de Educação Tecnológica de Minas Gerais (CEFET-

MG), Câmpus Leopoldina, entre 2006 e 2009. Atualmente,

desenvolve seu trabalho de doutorado em Engenharia Elétrica

na UFJF e atua como professor dos cursos de Engenharia

Mecatrônica e Técnico em Eletrônica do Instituto Federal de

Educação, Ciência e Tecnologia do Sudeste de Minas Gerais,

Câmpus Juiz de Fora. Veiculos elétricos, sistemas de energia

renovável, controle de conversores estáticos e filtros ativos

de potência podem ser citados entre suas principais áreas de

interesse.

Janaína Gonçalves de Oliveira nasceu em 1983 em Juiz

de Fora, MG. Possui graduação em Engenharia Elétrica pela

Universidade Federal de Juiz de Fora (2007) e doutorado em

tecnologia pela Universidade de Uppsala, na Suécia (2011).

Tem experiência na área de engenharia elétrica, com ênfase

em controle de sistemas e eletrônica de potência aplicados ao

armazenamento de energia e energias renováveis. Trabalhou

como pesquisadora no Centro de Pesquisas da GE no Rio de

Janeiro, e atualmente é professora adjunta na Faculdade de

Engenharia Elétrica da Universidade Federal de Juiz de Fora,

Minas Gerais.

André Augusto Ferreira possui graduação em Engenha-

ria Elétrica pela Universidade Federal de Juiz de Fora

(2000), mestrado (2002), doutorado (2007) e pós-doutorado

(2008) em Engenharia Elétrica pela Universidade Estadual

de Campinas. Foi professor adjunto do curso de Engenha-

ria Elétrica da Universidade Federal do Pampa (junho de

2008), em que exerceu a função de coordenador do curso

de Engenharia Elétrica de setembro de 2008 a junho de

2009. Desde novembro de 2009 é professor adjunto do curso

de Engenharia Elétrica da Universidade Federal de Juiz de

Fora e atualmente é o coordenador do Laboratório Solar

Fotovoltaico da UFJF. Suas principais áreas de interesse são

supercapacitores, estratégias de gestão de energia, veículos

elétricos, energia solar fotovoltaica e qualidade de energia

elétrica.

Pedro Gomes Barbosa recebeu o grau de Engenheiro

Eletricista pela Universidade Federal de Juiz de Fora, MG,

Brasil, em 1986 e os graus de mestre e doutor, também

em Engenharia Elétrica, pela Universidade Federal do Rio

de Janeiro, RJ, Brasil, em 1994 e 2000, respectivamente.

Atualmente é professor associado da Universidade Federal

de Juiz de Fora. De 1987 a 1992 atuou como engenheiro da

Marinha do Brasil no Arsenal de Marinha do Rio de Janeiro

(AMRJ). Desde 1999 ele está com Departamento de Enge-

nharia Elétrica da Universidade Federal de Juiz de Fora, onde

leciona Eletrônica de Potência e Máquinas Elétricas para

cursos de graduação e pós-graduação em Engenharia Elétrica.

Suas áreas de interesse envolvem conversores multínivel,

integração de fontes de energia renováveis, veículos elétri-

cos, modelagem e controle de filtros ativos de potência e

compensadores estáticos.

Henrique Antônio Carvalho Braga graduou-se em En-

genharia Elétrica pela Universidade Federal de Juiz de Fora

(UFJF) em 1982. É professor dessa mesma universidade

desde 1985. Obteve o título de Mestre em Engenharia

Elétrica, subárea Eletrônica de Potência, na COPPE/UFRJ

em 1988. Em 1996 concluiu o curso de doutoramento, na

mesma área do mestrado, pela Universidade Federal de Santa

Catarina, INEP-UFSC. Atualmente é professor nos cursos

de Graduação e Pós- Graduação em Engenharia Elétrica da

UFJF, lecionando disciplinas na área de Eletrônica Básica

e Eletrônica de Potência. Como pesquisador e consultor, o

Prof. Henrique está envolvido em atividades relacionadas

com a Eletrônica de Potência em geral, Interação de Veículos

Elétricos à Rede de Energia, Iluminação Eletrônica Eficiente

e Conversores Aplicados a Fontes Renováveis de Energia.


,

NORMAS PARA PUBLICAÇÃO EM PORTUGUÊS μ INSERIR AQUI O TÍTULO (TAMANHO LETRA 14 PT, LETRAS MAIÚSCULAS, NEGRITO E CENTRADO)

Nomes dos Autores (12 Pt, Maiúsculas e Minúsculas, centrado abaixo do título)

Informações dos autores (10 Pt, Maiúsculas e minúsculas, centrado abaixo do título): Universidade de Tal Cidade de Tal - UF

e-mail: [email protected]

Resumo - O objetivo deste documento é instruir os

autores sobre a preparação dos trabalhos para publicação na revista Eletrônica de Potência. Solicita-se aos autores que utilizem estas normas desde a elaboração da versão inicial até a versão final de seus trabalhos. Somente serão aceitos para publicação trabalhos que estejam integralmente de acordo com estas normas. Informações adicionais sobre procedimentos e normas podem ser obtidas também diretamente com o editor, ou, através do portal iSOBRAEP cuja url é: http://www.sobraep.org.br/revista_main.php. Observa-se que são aceitas submissões em inglês ou espanhol, sendo que as normas para estes idiomas são apresentadas na página internet http://www.sobraep.org.br. Este texto foi redigido segundo as normas aqui apresentadas para artigos submetidos em português.

Palavras-Chave μ Os autores devem apresentar um conjunto de até 6 palavras-chave (em ordem alfabética, todas iniciais maiúsculas e separadas por vírgula) que possam identificar os principais tópicos abordados.

TITLE HERE IN ENGLISH IS MANDATORY

(12 PT, UPPERCASE, BOLD, CENTERED) Abstract μ The objective of this document is to instruct

the authors about the preparation of the manuscript for its submission to the Revista Eletrônica de Potência (Power Electronics Review). The authors should use these guidelines for preparing both the initial and final versions of their paper. Additional information about procedures and guidelines for publication can be obtained directly with the editor, or, through the web site http://www.sobraep.org.br/revista_main.php. English or Spanish can be used for editing the papers, and the guidelines for these languages are provided in the web site http://www.sobraep.org.br. This text was written according to these guidelines for submission in Portuguese.

1 Keywords - The author shall provide a maximum of six

keywords (in alphabetical order, capitalized, separated by commas) to help identify the major topics of the paper.

1Nota de rodapé na página inicial será utilizada apenas pelo editor para indicar o andamento do processo de revisão. Não suprima esta nota de rodapé quando editar seu artigo.

NOMENCLATURA

P Número de par de pólos. Vqd Componentes da tensão de estator. Iqd Componentes da corrente de estator.

I. INTRODUÇÃO

Serão aceitos trabalhos em português, espanhol e inglês.

Os textos submetidos em português e espanhol devem conter também o título (title), resumo (abstract) e palavras-chave (keywords) em inglês, obrigatoriamente.

Caso seja pertinente, pode ser incluída imediatamente antes da introdução uma nomenclatura das variáveis utilizadas no texto. Este item não deve levar numeração de referência, assim como os itens Agradecimentos, Referências e Dados Biográficos.

A Revista Eletrônica de Potência é um meio apropriado no qual os membros da SOBRAEP (Associação Brasileira de Eletrônica de Potência) e demais pesquisadores atuantes na grande área da Eletrônica de Potência podem apresentar e discutir suas atividades e contribuições científicas. Neste contexto, o Conselho Editorial convida os interessados a apresentarem artigos completos que envolvam o Èestado da arteŠ, através de resultados teóricos e experimentais, além de informações tutorais, nos tópicos de interesse da Sociedade. Caso o trabalho, ou parte dele, já tenha sido apresentado e publicado em alguma revista ou conferência, nacional ou internacional, deve ser anexada no corpo do trabalho declaração dos autores com estas informações (quando e onde). Caso o trabalho nunca tenha sido publicado na sua totalidade, não há necessidade desta declaração.

Os autores deverão submeter e acompanhar todo o processo de suas contribuições através do portal iSOBRAEP: http://www.sobraep.org.br/revista_main.php.

Somente serão aceitos trabalhos submetidos como documento em PDF editável (aberto).

Portanto, após a edição de seu trabalho, em conformidade com estas normas, deverá ser gerado um documento em PDF com qualidade de artigo, para que possa ser submetido através do portal iSOBRAEP. Observa-se ainda que para a publicação da versão final, somente serão aceitos artigos que estejam em conformidade com estas normas de edição e tenham preenchido o formulário Copyright disponível no portal iSOBRAEP.

A seção de Introdução tem o objetivo geral de apresentar a natureza do problema enfocado no trabalho, através de adequada revisão bibliográfica, o propósito e a contribuição do artigo submetido.


A. Apresentação do Texto

O limite é de 8 (oito) páginas. Excepcionalmente serão aceitos trabalhos que ultrapassem este limite. Isto poderá ocorrer, a critério do editor, caso o trabalho tenha um caráter tutorial.

Deve-se usar, obrigatoriamente, as unidades do Sistema Internacional (SI ou MKS).

Cabe ao(s) autor(es) do trabalho a preparação dos originais e, posteriormente, seu envio de forma eletrônica, em PDF, através do portal iSOBRAEP, de acordo com estas normas. Os trabalhos que estiverem fora dos padrões estabelecidos serão recusados, com a devida informação ao autor correspondente.

B. Edição do Texto

A editoração do trabalho deve ser feita selecionando o formato A4 (297 mm x 210 mm), de acordo com este exemplo.

O espaçamento entre linhas deve ser simples, e a cada título ou subtítulo de seção, deve-se deixar uma linha em branco.

Como processador de texto, estimula-se o uso do processador Word for Windows.

1) Tamanho das letras utilizadas no trabalho: Os tamanhos das letras especificadas nesta norma seguem o padrão do processador Word for Windows e o tipo de letra utilizado é Times New Roman. A Tabela I mostra os tamanhos padrões de letras utilizadas nas seções do artigo.

TABELA I Tamanhos e Tipos de Letras Utilizadas no Texto

Estilo

Tamanho (pontos)

Normal Cheia Itálica

8 texto de tabelas 9 legendas de

figuras

10 instituição dos autores, texto em

geral.

textos do resumo e palavras-chave; títulos de tabelas

títulos do resumo e palavras-chave;

subtítulos 12 nomes dos

autores título em inglês

14 título do trabalho

2) Formatação das páginas: Na formatação das páginas,

as margens superior e inferior deverão ser fixadas em 25 mm, a margem esquerda em 18 mm e a margem direita em 12 mm. As colunas de textos deverão apresentar uma largura igual a 87 mm e um espaçamento entre si de 6 mm. A tabulação a ser utilizada na primeira linha dos parágrafos deverá ser fixada em 4 mm.

II. ESTILO DO TRABALHO

Neste item são apresentados os principais estilos

utilizados para edição do trabalho.

A. Organização Geral Os trabalhos a serem publicados na revista devem conter

as seguintes seções principais: 1) Título; 2) Autores e Instituições de origem; 3) Resumo e Palavras-Chave; 4) Título em inglês (Title), Abstract e Keywords; 5) Introdução;

6) Corpo do trabalho; 7) Conclusões; 8) Referências; 9) Dados Biográficos. Esta ordem deve ser respeitada, a menos que os autores usem alguns itens adicionais, a saber: Nomenclatura; Apêndices e Agradecimentos.

Como regra geral, as conclusões devem vir logo após o corpo do trabalho e imediatamente antes das referências. A seguir serão feitos alguns comentários sobre os principais itens acima mencionados.

1) Título - O título, em português, do trabalho deve ser o mais sucinto possível, indicando claramente o assunto de que se trata. Deve estar centrado no topo da primeira página, sendo impresso em negrito, tamanho 14 pontos, com todas as letras em maiúsculo.

2) Autores e instituições de origem - Abaixo do título do trabalho, também centrados na página, devem ser informados os nomes dos autores e da(s) instituição(ões) a que pertencem. Poderão ser abreviados os nomes e sobrenomes intermediários e escritos na sua forma completa o primeiro nome e o último sobrenome (letras do tipo 12 pontos). Imediatamente abaixo do nome dos autores, informar as instituições a que pertencem, cidade e Estado e, logo abaixo, o endereço eletrônico de contato (letras do tipo 10 pontos).

3) Resumo - Esta parte é considerada como uma das mais importantes do trabalho. É baseado nas informações contidas neste resumo que os trabalhos técnicos são indexados e armazenados em bancos de dados. Este resumo deve conter no máximo 200 palavras de forma a indicar as idéias principais apresentadas no texto, procedimentos e resultados obtidos. O resumo não deve ser confundido com uma introdução do trabalho e muito menos conter abreviações, referências, figuras, etc. Na elaboração deste resumo, como também em todo o trabalho, deve ser utilizada a forma impessoal como, por exemplo, È... Os resultados experimentais mostraram que ...Š ao invés de È...os resultados que nós obtivemos mostraram que...Š.

A palavra Resumo deve ser grafada em estilo itálico e em negrito. Já o texto deste Resumo será em estilo normal e em negrito.

Palavras-Chave são termos para indexação que possam identificar os principais tópicos abordados no trabalho. O termo Palavras-Chave deve ser grafado em estilo itálico e em negrito. Já o texto deste item será em estilo normal e em negrito.

4) Título em inglês - O título deverá ser reproduzido em inglês, conforme normas apresentadas, destacando-se o estilo em letras todas maiúsculas, negrito e tamanho 12.

A palavra Abstract deve ser grafada em itálico e em negrito.

Já o texto deste Abstract (em inglês) será em estilo normal e em negrito.

Keywords são termos para indexação, em inglês, que possam identificar os principais tópicos abordados no trabalho. O termo Keywords deve ser grafado em itálico e em negrito. Já o texto deste item será em estilo normal e em negrito.

5) Introdução - A introdução deve preparar o leitor para o trabalho propriamente dito, dando uma visão histórica do assunto, e servir como um guia a respeito de como o trabalho


está organizado, enfatizando quais são as reais contribuições do mesmo em relação aos já apresentados na literatura. A introdução não deve ser uma repetição do Resumo e deve ser a primeira seção do trabalho a ser numerada como seção.

6) Corpo do trabalho - Os autores devem organizar o corpo do trabalho em diversas seções, as quais devem conter de forma clara, as informações a respeito do trabalho desenvolvido, facilitando a compreensão do mesmo por parte dos leitores.

7) Conclusões - As conclusões devem ser as mais claras possíveis, informando aos leitores sobre a importância do trabalho dentro do contexto em que se situa. As vantagens e desvantagens em relação aos já existentes na literatura devem ser comentadas, assim como os resultados obtidos, as possíveis aplicações práticas e recomendações de trabalhos futuros.

8) Referências - As citações das referências ao longo do texto, devem aparecer entre colchetes, antes da pontuação das sentenças nas quais estiverem inseridas. Devem ser utilizados somente os números das referências, evitando-se uso de citações do tipo È...conforme referência [2]...Š.

Os trabalhos que foram aceitos para publicação, porém ainda não foram publicados, devem ser colocados nas referências, com a citação Èno PreloŠ.

Os artigos de periódicos e anais devem ser incluídos iniciando-se pelos nomes dos autores (iniciais seguidas do último sobrenome), seguido do título do trabalho, onde foi publicado (em itálico), número do volume, páginas, mês e ano da publicação.

No caso de livros, após os autores (iniciais seguidas do último sobrenome), o título deve ser em itálico, seguido da editora, da edição e do local e ano de publicação.

No final destas normas, é mostrado um exemplo de como devem ser as referências.

As normas utilizadas para a citação das referências é a IEEE μ Style, que podem ser encontradas em: http://www.ieee.org/portal/cms_docs_iportals/iportals/publications/authors/transjnl/stylemanual.pdf

9) Dados biográficos - Os dados biográficos dos autores deverão estar na mesma ordem de autores colocados no início do trabalho e deverão conter basicamente os seguintes dados:

Nome Completo (em negrito e sublinhado); Local e ano de nascimento; Local e ano de Graduação e Pós-Graduação; Experiência Profissional (Instituições e empresas em

que já trabalhou, número de patentes obtidas, áreas de atuação, atividades científicas relevantes, sociedades científicas a que pertence, etc.).

Caso sejam utilizados os itens adicionais Nomenclatura, Apêndices e Agradecimentos devem ser observadas as seguintes instruções:

10) Nomenclatura - A nomenclatura consiste na definição das grandezas e símbolos utilizados ao longo do trabalho. Não é obrigatória a sua inclusão e este item não é numerado como seção. Se este item for incluído, deve preceder o item Introdução. Caso os autores optem por não incluir este item, as definições das grandezas e símbolos utilizados devem ser

incluídas ao longo do texto, logo após o seu aparecimento. No início destas normas é apresentado um exemplo para este item opcional.

11) Agradecimentos - Os agradecimentos a eventuais colaboradores não recebem numeração e devem ser colocados no texto, antes das referências. No final deste trabalho é mostrado um exemplo de como podem ser feitos estes agradecimentos.

Na última página do artigo os autores devem distribuir o conteúdo uniformemente, utilizando-se ambas as colunas, de tal forma que estejam paralelas quanto ao fechamento das mesmas.

B. Organização das Seções do Trabalho A organização do trabalho em títulos e subtítulos serve

para dividi-lo em seções, que ajudam o leitor a encontrar determinados assuntos de interesse dentro do trabalho. Também auxiliam os autores a desenvolverem de forma ordenada seu trabalho. Os títulos devem ser organizados em seções primárias, secundárias e terciárias.

As seções primárias são os títulos de seções propriamente ditos. São grafados em letras maiúsculas no centro da coluna, separadas por uma linha em branco anterior e uma posterior, e utilizam numeração romana e seqüencial.

As seções secundárias são os subtítulos das seções. Apenas a primeira letra das palavras que a compõe, são grafadas em letra maiúscula, na margem esquerda da coluna sendo separada do resto texto por uma linha em branco anterior. A designação das seções secundárias é feita com letras maiúsculas, seguidas de um ponto. Utilizam grafia em itálico.

As seções terciárias são subdivisões das seções secundárias. Apenas a primeira letra da primeira palavra que a compõe é grafada em letra maiúscula, seguindo o espaçamento dos parágrafos. A designação das seções terciárias é feita com algarismos arábicos, seguidos de um parêntese. Utilizam grafia em itálico.

III. OUTRAS NORMAS

A Normas Editoriais: Responsabilidade: Para artigos de autoria múltipla, é necessário informar a ordem de apresentação dos autores e preencher o Formulário Copyright no portal iSOBRAEP, autorizando a publicação do artigo. A Revista se reserva o direito de efetuar nos arquivos originais alterações de ordem normativa, ortográfica e gramatical, respeitando o estilo dos autores. As provas finais não serão enviadas aos autores. Os trabalhos publicados passam a ser de propriedade da Revista Eletrônica de Potência, ficando sua reimpressão total ou parcial sujeita à autorização expressa da direção da SOBRAEP. Deve ser considerada fonte de publicação original.

Figuras, tabelas e equações devem obedecer as normas apresentadas a seguir.

B Figuras e Tabelas

As tabelas e figuras (desenhos ou reproduções fotográficas) devem ser intercaladas no texto logo após serem citadas pela primeira vez, desde que caibam dentro dos


limites da coluna; caso necessário, utilizar toda a área útil da página. A legenda deve ser situada acima da tabela, enquanto que na figura deve ser colocado abaixo da mesma. As tabelas devem possuir títulos e são designadas pela palavra Tabela, sendo numeradas em algarismos romanos, seqüencialmente. As legendas devem ser alinhadas a esquerda e justificadas.

As figuras necessitam de título, legenda e são designadas pela palavra Figura no texto, numeradas em algarismos arábicos, seqüencialmente, com espaçamento justificado conforme exemplo. A designação das partes de uma figura é feita pelo acréscimo de letras minúsculas ao número da figura, separadas por ponto, começando pela letra a, como por exemplo, Figura 1.a.

Fig. 1. Curva de magnetização em função do campo aplicado. (Observe que o termo ÈFig.Š é abreviado. Existe um ponto após o número da figura, seguido de dois espaços antes da legenda).

Com o intuito de facilitar a compreensão dos gráficos, a definição dos eixos dos mesmos deve ser feita utilizando-se palavras e não letras, exceto no caso de formas de onda e planos de fase. As unidades devem ser expressas entre parênteses. Por exemplo, utilize a denominação ÈMagnetização (A/m)Š, ao invés de ÈM (A/m)Š.

As figuras e tabelas devem ser posicionadas preferencialmente no início ou no final das colunas, evitando-as no meio das colunas. Devem ser evitadas tabelas e figuras, cujas dimensões ultrapassem as dimensões das colunas.

As figuras devem ser preferencialmente editadas em preto, em fundo branco, uma vez que a versão impressa da revista não utiliza cores. Os traços devem ser de espessura tal que permitam uma impressão legível.

C. Abreviações e Siglas

As abreviações a serem utilizadas no texto, devem ser definidas na primeira vez em que aparecerem, como por exemplo, È... Modulação por Largura de Pulso (PWM)...Š

C. Equações A numeração das equações deve ser colocada entre

parênteses, na margem direita, como no exemplo abaixo. As equações devem ser editadas de forma compacta, estar centralizadas na coluna e devem utilizar o estilo itálico. Caso não seja usada no início do texto uma nomenclatura, as grandezas devem ser definidas logo após as equações em que são indicadas.

Z

V.

2

3II i

oL (1)

Onde:

IL - Corrente de pico no indutor ressonante. Io - Corrente de carga. Vi - Tensão de alimentação. Z - Impedância característica do circuito ressonante.

IV. CONCLUSÕES

Este artigo foi integralmente editado conforme as normas

apresentadas para submissão de artigos em português.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem a Fulano de Tal, pela colaboração neste trabalho. Este projeto foi financiado pelo CNPq (processo xxyyzz).

REFERÊNCIAS

[1] C.T. Rim, D.Y. Hu, G.H. Cho, ÈTransformers as Equivalent Circuits for Switches: General Proof and D-Q Transformation-Based AnalysisŠ, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 26, no. 4, pp. 832-840, July/August 1990.

[2] E. A. Vendrusculo, J. A. Pomilio, ÈMotores de Indução Acionados por Inversores PWM-VSI: Estratégias para Atenuação de SobretensõesŠ, Eletrônica de Potência μSOBRAEP, vol. 8, nº 1, pp. 49-56, Junho 2003.

[3] N. Mohan, T. M. Undeland, W. P. Robbins, Power Electronics: converters, applications, and design, John Wiley & Sons, 2a Edição, Nova Iorque, 1995.

[4] S. A. González, M. I. Valla, and C. H. Muravchik, ÈA Phase Modulated DGPS Transmitter Implemented with a CMRCŠ, in Proc. of COBEP, vol. 02, pp. 553-558, 2001.

DADOS BIOGRÁFICOS

Fulano de Tal, nascido em 30/02/1960 em Talópoli é engenheiro eletricista (1983), mestre (1985) e doutor em Engenharia Elétrica (1990) pela Universidade de Tallin.

Ele foi, de 1990 a 1995, coordenador do Laboratório de Tal. Atualmente é professor titular da Universidade de Tal. Suas áreas de interesse são: eletrônica de potência, qualidade do processamento da energia elétrica, sistemas de controle eletrônicos e acionamentos de máquinas elétricas.

Dr. Tal é membro da SOBRAEP, da SBA e do IEEE. Durante o período de 1998 a 2000 foi editor da revista Eletrônica de Potência da SOBRAEP.

Volume 19 † Número 2 † 2014

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