Transistores de potência

Os transistores de potência tem características de entrada em condução e de corte

controladas. Os transistores, utilizados como elementos de chaveamento, são operados

na região de saturação, resultando em uma baixa queda de tensão em estado de

condução. A velocidade de chaveamento dos transistores modernos é muito maior que a

dos tiristores, e eles são extencivamente empregados em conversores CC-CC e CC-CA ,

com diodos conectados em antiparalelo para fornecer fluxo bidirecional de corrente.

Entretanto, suas especificações de corrente e tensão são menores que a dos tiristores, e

os transistores são normalmente utilizados em aplicações de baixa para média potência.

Transistor Bipolar de Junção

Um transistor bipolar é formado pela adição de uma segunda região P ou N a um

diodo de junção PN. Com duas regiões N e um região P são formadas duas junções e

essa estrutura é conhecida como transistor NPN, como mostrada na figura 5.1a. Com

duas regiões P e uma N, a estrutura é chamada PNP como mostrado na figura 5.1b. Os

três terminais são designados por coletor, emissor e base. Um transistor bipolar tem

duas junções, a junção coletor-base ( CB ) e a base-emissor ( BE ).

Apesar de haver 3 configuraçoes possíveis – coletor comum, base comum e

emissor comum, a configuração emissor comum, que é mostrada na figura 5.2a, para

um transistor NPN, geralmente é utilizada em aplicações de chaveamento. As curvas

características típicas de entrada da corrente de base Ir, em função da tensão base –

emissor VBE, são mostradas na figura 5.2b. A figura 5.2c, mostra as curvas

características típicas de saída da corrente do coletor Ic, em função da tensão coletor –

emissor VCE. Para um transistor PNP, as polaridades de todas as correntes e tensões

são invertidas.

Há três regiões de operação de um transistor: de corte, ativa e de saturação. Na

região de corte, o transistor está desligado ou a corrente de base não é suficiente para

ligá-lo e ambas as junções estão reversamente polarizadas. Na região ativa, o transistor

age como um amplificador, no qual a corrente de coletor é amplificada por um ganho e

a tensão coletor – emissor diminui com a corrente de base. A junção coletor – base ( CB

) esta reversamente polarizada e a junção base – emissor ( BE ) esta diretamente

polarizada. Na região de saturação, a corrente de base é suficientemente elevada para

que a tensão coletor – emissor seja baixa e o transistor aja como uma chave. Ambas as

junções ( CB e BE ) estão diretamente polarizadas. A curva característica de

transferência, que é uma plotagem de VCE em função de IB, é mostrada na figura 5.3

A corrente de base é efetivamente a corrente de entrada e uma, a corrente de

coletor, a corrente de saída. A relação de corrente do coletor Ic, para a corrente de base

Ib, é conhecida como o ganho de corrente (β).

Se a corrente de base aumentar acima de Ibm, VBE aumenta e a corrente de

coletor aumenta com VCE caindo abaixo de VBE. Isso continuara ate que a junção CB

esteja diretamente polarizada com VCB em aproximadamente 0,4 a 0,5 V. O transistor,

então, vai para a saturação. A saturação do transistor pode ser definida como o ponto

acima do qual qualquer aumento da corrente de base não ampliara a corrente de coletor

significativamente.

Quanto às curvas características de chaveamento, uma junção PN diretamente

polarizada exibe duas capacitâncias paralelas: uma capacitância de camada de depleção

e um capacitância de difusão. Por outro lado, uma junção PN reversamente polarizada

tem apenas a capacitância de depleção. Sob condições de regime permanente, essas

capacitâncias não tem qualquer importância. Entretanto, sob condições transitórias, elas

influenciam o comportamento do transistor na entrada em condução e em corte.

O modelo de um transistor sob condições transitórias é mostrado na figura 5.4,

onde se Ccb e Cbe são as capacitâncias efetivas das junções CB e BE, respectivamente.

transcondutância Gm de um BJT é definida com uma relação de ∆Ic para ∆Vbe. Essas

capacitâncias são dependentes das tensões das junções e da construção física do

transistor. Ccb afeta a capacitância de entrada significativamente devido ao efeito de

multiplicação Miller; Rcb e Rbe são as resistências do coletor para o emissor e da base

para o emissor, respectivamente.

Devido às capacitâncias internas, o transistor não entra em condução

instantaneamente. A figura 5.5 ilustra as formas de onda e os tempos de chaveamento.

À medida que a tensão de entrada Vb cresce de zero a V1 e a corrente de base cresce

para Ib1, a corrente de coletor não responde imediatamente. Há um retardo, conhecido

como tempo de atraso antes de haver qualquer fluxo de corrente de coletor. O retardo é

necessário para carregar a capacitância do BJT com a tensão de polarização direta VBE

( aproximadamente 0,7 V ). Após esse retardo, a corrente de coletor cresce para seu

valor de regime permanentemente de Ics. O tempo de subida TR depende da constante

de tempo determinada pela capacitância da junção BE.

A corrente de base é normalmente maior que a necessária para saturar o

transistor. Como resultado, o excesso de carga de portadores minoritários é armazenado

na região de base. Quanto maior o fator de sobreexcitação ODF, maior é a quantidade

de carga extra armazenada na base. Essa carga extra chamada de carga de saturação, é

proporcional ao excesso de excitação de base.

Quando a tensão de entrada é invertida de V1 para – V2 e a corrente de base

também é mudada para –Ib2, a corrente de coletor não muda, por um tempo chamado

tempo de armazenamento ts. Esse tempo é necessário para remover a carga de saturação

da base. Como VBE ainda é positivo com apenas 0,7 V aproximadamente, a corrente de

base inverte seu sentido devido à mudança na polaridade de VB de V1 para – V2. A

corrente reversa –Ib2 ajuda a descarregar a base e a remover a carga extra desta. Sem –

Ib2, a carga de saturação teria de ser inteiramente removida por recombinação e o

tempo de armazenamento seria maior.

Uma vez que a carga extra seja removida, a capacitância da junção BE se carrega

ate a tensão de entrada –V2 e a corrente de base cai a zero. O tempo de descida tf

depende da constante de tempo, que é determinada pela capacitância da junção BE

reversamente polarizada.

A figura 5.6a mostra a carga extra armazenada na base de um transistor saturado.

Durante o desligamento, essa carga extra é removida primeiro no tempo ts e o perfil da

carga é mudada de A para C, como mostrada na figura 5.6b. Durante o tempo de

descida, o perfil da carga diminui de C para D, ate que todas as cargas sejam removidas.

Limites de chaveamento

Segunda ruptura. A ruptura secundária (SB), que é um fenômeno

destrutivo, resulta do fluxo de corrente em uma pequena porção da base, produzindo

pontos quentes localizados. Se a energia nesses pontos for suficiente, o aquecimento, o

aquecimento excessivo localizado poderá danificar o transistor. Assim, a ruptura

secundária é causada por uma agitação térmica localizada, resultante de altas

concentrações de corrente. A concentração de corrente pode ser causada por defeitos na

estrutura do transistor. A SB ocorre em certas combinações de tensão, corrente e tempo.

Como o tempo está envolvido, a ruptura secundária é basicamente um fenômeno

dependente da energia.

Área de operação segura em polarização direta. Durante as condições de

entrada em condução e condução, a temperatura média da junção e a ruptura secundária

limitam a capacidade de potência de um transistor. Os fabricantes normalmente

fornecem as curvas da FBSOA sob as condições de teste especificadas. A FBSOA

indica os limites ic-Vce do transistor; e para operação confiável o transistor não deve ser

submetido a uma dissipação de potência maior que aquela mostrada na curva FBSOA.

Área de operação segura em polarização reversa. Durante o desligamento,

uma corrente e uma tensão elevadas têm de ser suportadas pelo transistor, na aioria dos

casos com a junção base-emissor reversamente polarizada. A tensão coletor-emissor

tem de ser mantida a um nível seguro igual ou abaixo de um valor especificado de

corrente de coletor. Os fabricantes fornecem os limites Ic-Vce durante o desligamento

em polarização reversa como a área de operação segura em polarização reversa

(RBSOA).

Diminuição de capacidade de potência. O circuito equivalente térmico é

mostrado na Figura 5.7.

Onde:

Rjc = resistência térmica da junção para o encapsulamento.

Rcs = resistência térmica do encapsulamento para o dissipador.

Rsa = resistência térmica do dissipador para o ambiente.

A máxima dissipação de potência Pt normalmente é especificada a Tc = 25º C.

se a temperatura ambiente aumentar para Ta = Tj (max) = 150º C, o transistor poderá

dissipar potencia zero. Por outro lado, se a temperatura da junção for Tc = 0º C, o

dispositivo pode dissipar potencia máxima, e isso não é pratico. Portanto, a temperatura

ambiente e as resistências térmicas têm de ser consideradas quando da interpretação das

especificações dos dispositivos. Os fabricantes mostram as curvas de diminuição das

capacidades dos dispositivos para as características térmicas e de ruptura secundária.

Tensões de ruptura. Uma tensão de ruptura é definida como a tensão máxima

absoluta entre dois terminais com o terceiro terminal aberto, em curto-circuito ou

polarizado direta ou reversamente. Na ruptura, a tensão de ruptura a seguir são

estabelecidas pelos fabricantes:

Vbeo: a máxima tensão entre os terminais de base e o emissor com o terminal

do coletor aberto.

Vcev ou Vcex: a máxima tensão entre os terminais de coletor e o emissor a uma

tensão negativa especificada, aplicada entre a base e o emissor.

Vceo (sus): a máxima tensão suportada entre os terminais de coletor e o emissor

com a base aberta (essa especificação é feita na máxima corrente e tensão de coletor,

aparecendo simultaneamente sobre o dispositivo com um valor especificado de

indutância da carga).

Considerar o circuito da figura 5.8a. Quando a chave CH é fechada, a corrente

de coletor aumenta e após um transiente, a corrente de coletor de regime permanente é

Ics = (Vcc – Vce (sat) / Rc). Para uma carga indutiva, a linha de carga seria o cainho

ABC, mostrado na figura 5.8b. Se a chave for aberta para remover a corrente de base, a

corrente de coletor começará a cair e uma tensão de L (di/dt) será induzida sobre o

condutor para se opor à redução de corrente. O transistor será submetido a uma tensão

transitória. Se a tensão atingir o nível daquela suportada, a tensão de coletor

permanecerá aproximadamente constante e a corrente de coletor cairá. Após um

pequeno tempo, o transistor estará desligado, e a linha de carga do desligamento é

mostrada na figura !!!!, pelo caminho CDA.

Pra controlar a excitação da base a velocidade de chaveamento pode ser

aumentada reduzindo-se os tempos de entrada em condução ton e desligamento toff. O

ton pode ser reduzido aumentando-se a corrente de base durante a entrada em condução,

resultando em um pequeno B forçado (Bf) no início. Após a entrada em condução, o Bf

pode ser aumentado a um valor suficientemente elevado para manter o transistor na

região de quase saturação. O toff pode ser reduzido invertendo-se a corrente de base,

fazendo com que esta atinja um valor de pico durante o desligamento. Aumentando o

valor da corrente reversa de base Ib2, diminui-se o tempo de armazenamento. Uma

forma de onda típica para a corrente de base é mostrada na figura 5.9.

Diferente de uma forma fixa de corrente de base, como mostrado na figura 5.9, o

B forçado pode ser continuamente controlado para se adequar às variações da corrente

de coletor. As técnicas comummente utilizadas para a otimização da excitação de base

de um transistor são:

controle da entrada em condução;

controle do desligamento;

controle proporcional da base;

controle anti-saturação.

Controle da entrada em condução. A elevação da corrente de base pode ser

fornecida pelo circuito da figura 5.10. Uma vez que a tensão de entrada vb torna-se

zero, a junção base-emissor é reversamente ´polarizada e C1 se descarrega através de

R2.

Controle do desligamento. Se a tensão de entrada na figura 8.15 mudar para –

V2 durante o desligamento, a tensão do capacitor é somada a V2 como uma tensão

inversa sobre o transistor. Haverá elevação da corrente de base durante o desligamento.

À medida que o capacitor C1 se descarregar, a tensão inversa será reduzida para um

valor de regime permanente, V2. Se forem necessárias características de entrada em

condução e em bloqueio diferentes, um circuito de desligamento (usando C2, R3 e R4),

como mostrado na figura 5.11, pode ser adicionado. O diodo D1 isola o circuito de

excitação de base em polarização direta do circuito de excitação de base em polarização

reversa durante o desligamento.

Controle proporcional da base. Esse tipo de controle tem vantagens sobre o

circuito de excitação constante. Se a corrente de coletor mudar devido a uma variação

na demanda da carga, a corrente de excitação da base é variada na proporção da corrente

de coletor. Um arranjo é mostrado na figura 5.12. quando a chave Ch1 é ligada, um

pulso de corrente de curta duração flui através da base do transistor Q1; e Q1 é colocado

em saturação. Uma vez que a corrente de coletor começa a fluir, uma corrente de base

correspondente é induzida devido à ação do transformador. O transistor se manteria em

condução e CH1 poderia ser desligada. A relação de espirar é N2/N1 = Ic/Ib = B. para

que haja operação adequada do circuito, a corrente de magnetização, que tem de ser

muito menor que a corrente de coletor, deve ser a menor possível. A chave CH1 pode

ser implementada através de um pequeno transistor de sinal, tendo um circuito adicional

para descarregar C1 e descarregar o núcleo do transformador, caso seja necessário,

durante o desligamento do transistor de potencia.

Controle anti-saturação. Se o transistor for fortemente excitado, o tempo de

armazenamento, que é proporcional à corrente de base, aumentará e a velocidade de

chaveamento será reduzida. O tempo de armazenamento pode ser reduzido através da

operação do transistor em saturação leve, em vez de saturação forte. Isso pode ser

alcançado limitando-se (grampeando-se) a tensão coletor-emissor em um nível

predeterminado.

A ação do grampeamento resulta em uma corrente de coletor reduzida e na quase

eliminação do tempo de armazenamento. Ao mesmo tempo, é conseguida uma rápida

entrada em condução. Entretanto, devido ao aumento de Vce, a potencia dissipada no

transistor durante sua condução aumenta, enquanto a perda de potencia no chaveamento

diminui.

MOSFET

Um MOSFET de potência é similar ao MOSFET usado para pequenos sinais,

exceto no que se refere aos valores nominais de tensão e de corrente. É um transistor de

chaveamento rápido, caracterizado por uma alta impedância de entrada, apropriado para

potências baixas (até alguns quilowatts) e para aplicações de alta freqüência (até 100

kHz). Um MOSFET tem aplicações importantes em fontes de alimentação chaveadas,

nas quais freqüências altas de chaveamento subentendem componentes menores e mais

econômicos além de motores de baixa velocidade de controle que utilizem modulação

por largura de pulso.

Os MOSFETs estão disponíveis no mercado nos tipos canal N e canal P.

Entretanto, os dispositivos em canal N, têm valores nominais de corrente e de tensão

mais altos. A figura 6.1 mostra o símbolo de um MOSFET canal N. Ele tem três

terminais: a porta G, a fonte S e o dreno D. A fonte está sempre em um potencial

próximo da porta. O dreno é ligado à carga. Para a configuração desse dispositivo, o

dreno torna-se positivo em relação à fonte e uma tensão pequena positiva (VGS)

aplicada na porta. Não havendo tensão na porta, a chave fica desligada: ou seja, é a

tensão da porta que controla as condições ligado e desligado.

Curvas características de tensão-corrente do MOSFET

A curva característica V-I de um MOSFET de potência é mostrada na figura 6.2.

Nela é representada a relação entre a tensão da fonte do dreno (CDS) e a corrente de

dreno (ID) para valores diferentes de VGS. Quando a tensão da porta crescer a partir de

zero, a corrente de dreno não aumentará de maneira significativa. O MOSFET passará

para o estado ligado quando VGS exceder o valor denominado tensão limiar (VTH),

que é normalmente de 2 a 4 V para MOSFETs de alta tensão. Considera-se assim que o

dispositivo opera no modo de enriquecimento, uma vez que aplicação de uma tensão

positiva maior do que VTH resultará na condução do canal N. Esse canal atua

basicamente como uma resistência e fornece um caminho para o fluxo de corrente, no

sentido do dreno para a fonte. A tensão da porta controla a corrente do dreno. Quanto

maior o velor de VGS, maior a corrente de dreno. Entretanto, quando se tratar de uma

dado valor de VGS, a corrente máxima terá um limite. Se continuarmos a aumentar

VDS, a corrente de dreno (ID) crescerá rapidamente, até alcançar o valor de saturação

(Ipss). Depois disso não haverá aumento significativo na corrente para aquele valor

particular de VGS. Se o MOSFET de potência for usado como chave, deverá ser

operado na região não-saturada, para que seja assegurada uma queda de tensão baixa no

dispositivo quando ele estiver no estado ligado. Uma vez que o valor de saturação seja

alcançado, um acréscimo adicional em VDS somente causará uma queda ainda maior de

tensão no dispositivo e na dissipação de potência nele, sem que haja aumento de

corrente. Há três regiões distintas de operação na curva característica de V-I para uma

dada tesão da porta: a região de corte, a região ativa e a região de resistência constante

(ôhmica ou não saturada).

A região que interessa em eletrônica de potência é a região ôhmica, em que a

corrente de dreno aumenta de maneira diretamente proporcional à tensão dreno-fonte e

o MOSFET fica ligado. Nesse caso, VDS > 0. Nessa região, similar àquela de saturação

do BJT, a relação da tensão VDS com a corrente ID – denominada resistência no estado

ligado do dreno para a fonte (RDS(ON)) – é praticamente constante.

Curva característica ideal do MOSFET

A chave eletrônica MOSFET tem uma curva característica ideal, como mostra a

Figura 6.3. Sem sinal aplicado na porta, o dispositivo está desligado. A corrente de

dreno (ID) é igual a zero e a tensão VDS, igual ao valor da fonte de alimentação. A

tensão da porta (VGS) faz com que o dispositivo passe para o estado ligado e a corrente

de dreno seja limitada pela resistência de carga. A tensão (VDS) no MOSFET é igual a

zero.

Um MOSFET como chave

Quando um MOSFET de potência é usado como chave e está na condição

ligado, é forçado a operar na região ôhmica. Isso garante que a queda de tensão no

dispositivo seja baixa, de tal modo que a corrente de dreno fique determinada pela

carga. Assim, a perda de potência no dispositivo é pequena.

A condição para a operação do MOSFET na região ôhmica é dada por:

VDS < VGS – VTH e VDS > 0

Portanto, para aplicações de chaveamento, a resistência no estado ligado

(RDS(ON)) passa a ser um parâmetro muito importante, uma vez que determina a perda

de potência durante a condução para um dado valor de corrente de carga (dreno).

Quanto mais baixo a dissipação de potência e mais alta a capacidade de corrente do

dispositivo.

Perdas no MOSFET

Há quatro fontes de perdas de potência no chaveamento do MOSFET: as perdas

da condução ou no estado ligado, as perdas na ligação da chave e as que ocorrem no

desligamento da chave.

Perdas na condução ou perdas no estado ligado

Um MOSFET tem perdas relativamente altas dadas por:

PON = I²D RDS(ON) t ON

T

onde T é o período total.

Perdas no estado desligado

As perdas no período desligado são dadas por:

POFF = VDS(MAX) IDSS TOFF

T

Perda na ligação da chave

A perda da energia no MOSFET quando a chave passe de desligado para ligado

é dada por:

WON = VDS(MAX) IDtR

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onde tR é o tempo de descida da corrente de dreno (ID).

Perdas de potência por chaveamento

A perda de potência por chaveamento é:

PSW = (WON + WOFF) . f

onde f é a freqüência de chaveamento.

Perda total de potência no MOSFET

PT = PON + POFF + PSW

É importante ressaltar que nas baixas freqüências de chaveamento a perda total

de potência em um MOSFET é mais alta do que em um BJT por causa da perda na

condução maior do MOSFET. Entretanto, à medida que a freqüência cresce, as perdas

por chaveamento do BJT aumentam mais do que as do MOSFET. Portanto, para

aplicações em altas freqüências é desejável o uso do MOSFET.

Diodo interno de um MOSFET de potência

Quando houver inversão na polarização da fonte (quando ela for positiva em

relação ao dreno), o MOSFET não pode bloquear a tensão. Isso significa que ele não

tem capacidade para bloqueio de tensões inversas. O fato se deve ao diodo intrínseco

antiparalelo existente em sua estrutura. Esse diodo fornece um caminho interno direto

para que a corrente passe na direção inversa (da fonte para o dreno) através da junção,

que se torna diretamente polarizada. Denominado diodo de corpo e mostrado na Figura

6.4, ele é muito útil para a maioria das aplicações de chaveamento, uma vez que fornece

um caminho de retorno para a corrente.

Proteção do MOSFET

Um MOSFET, como todos os dispositivos semicondutores, deve ser protegido

contra sobretenções, sobrecorrentes e transitórios. Essa proteção ocorre quando há

anulação da tensão da porta, o que desliga o dispositivo. Na realidade, os MOSFETs

trazem, embutidos, sensores internos de corrente e de temperatura e circuitos de

acionamento de porta, os quais anulam o efeito da tensão da porta em caso de

ocorrência de sobrecorrentes ou de transitórios.

Transistores

As próximas informações apresentadas a seguir são referentes aos transistores

bipolares de potência, mosfet´s e igbt. Esses transistores tem como finalidade chavear a

tensão recebida pela carga, onde foram onde foram buscadas nesses experimentos

medir-se a tensão, freqüência de chaveamento de cada um.

O primeiro a ser utilizado foi o transistor bipolar de potência, onde o circuito de comando esta sendo mostrado abaixo. A corrente I1 que passa por R1 chega a base do transistor T1 (NPN). Como seu emissor esta ligado ao terra, a corrente segue por R2 ate a base do transistor T2 (PNP), onde seu emissor esta ligado à uma alimentação de 15V. Continuando a malha, a corrente passa pelo coletor do transistor T2 resistência RB e o diodo, até chegar a base do bipolar de potência, que tem seu emissor ligado ao terra e o coletor ligado a RL e a uma tensão de 30V. Ao catodo do diodo também esta sendo ligado o emissor do transistor T3 (PNP), que tem a resistência R3 ligada à base desse

transistor, junto com o anodo do diodo ( mesmo nó ), e outra resistência R4 ligada ao coletor do mesmo transistor, que estão sendo ambos ligados a uma alimentação de -15V.

O circuito descrito é o circuito de comando do transistor bipolar de potência, onde o chaveamento dos outros transistores é de grande importância para o bipolar de potência. . A função do diodo, além de anular a polarização da junção B-E, junto com T3, R3 e R4, é de garantir uma extração de corrente das capacitâncias internas do bipolar para um melhor chaveamento da tensão.

O sinal de entrada, gerado pelo gerador de função entra em R1, que esta ligado a base do transistor T1 (NPN), que tem seu emissor ligado ao terra e o coletor a R2. Se a tensão em cima da base do transistor de T2 for maior q a tensão da junção base-emissor, envia por Vcc igual a 15V, o transistor envia uma corrente pelo coletor, que circula também pelo diodo e polariza o bipolar , que após ter sido polarizado libera toda a tensão que havia sobre ele na carga RL.

O circuito composto por R3, T3, R4 e R5 e emissor ligados ao terra tem como objetivo a extração das capacitâncias dos transistores, acelerando a comutação. . A função do diodo, como no circuito anterior, além de anular a polarização da junção B-E, junto com T3, R3, R4 e R5 é de garantir uma extração de corrente das capacitâncias internas do bipolar para um melhor chaveamento da tensão.

A próxima figura mostra a forma de onda da carga, onde a freqüência de entrada

do circuito enviada pelo gerador de função iniciou-se com 100Hz e chegou ate 25 KHz,

medidos na carga, após esse nível de freqüência o circuito não teria um resultado

desejado.

A forma de onda mostra que o tempo de comutação é de aproximadamente 10%

da tensão na carga, após isso o chaveamento do transistor pode interferir no

funcionamento de um circuito a frente.

O próximo transistor utilizado foi o mosfet, onde como nos experimentos com os diodos, o circuito permaneceu o mesmo ao anterior. A foto a seguir mostra a forma de onda desse transistor. O sinal de entrada, gerado pelo gerador de função entra em R1, que esta ligado a base do transistor T1 (NPN), tem seu emissor ligado ao terra e o coletor a R2. Se a tensão em cima da base do transistor de T2 for maior q a tensão da junção base-emissor, envia por Vcc igual a 15V, o transistor envia uma corrente pelo coletor, que circula também pelo diodo e polariza o mosfet, que após ter sido polarizado libera toda a tensão que havia sobre ele na carga RL.

O circuito composto por R3, T3, R4 e R5 e emissor ligados ao terra tem como objetivo a extração das capacitâncias dos transistores, acelerando a comutação. . A função do diodo, como no circuito anterior, além de anular a polarização da junção B-E, junto com T3, R3, R4 e R5 é de garantir uma extração de corrente das capacitâncias internas do bipolar para um melhor chaveamento da tensão.

A forma de onda mostra que o tempo de comutação é de aproximadamente 10%,

15% da tensão na carga, após isso o chaveamento do transistor pode interferir no

funcionamento de um circuito a frente.

Bipolar com freqüência de 5k.

B

Bipolar com freqüência de 10k.

Conclusão

Concluímos através das experiências apresentadas por este relatório que os níveis de freqüência e potência aplicados aos circuitos demonstrados, e a outros possíveis, e os limites dos componentes devem ser muito bem estudados na hora de se projetar um circuito, pois alguns dos componentes mostrados nesse documento acabam não funcionando muito bem a certos níveis de freqüência mais elevada e não a uma tensão mais elevada, como o caso do diodo 1N4007 e os transistores bipolares de potência, que apresentam certo tempo, de recuperação reversa e bloqueio, respectivamente, os quais podem levar a um mal funcionamento do circuito.