Faculdade de Engenharia da Universidade do Porto

Rede de Transmissão e Receção Coerente a 100Gb/s

Carla Filipa Martins de Macedo

RELATÓRIO FINAL

Dissertação realizada no âmbito do Mestrado Integrado em Engenharia Eletrotécnica e de Computadores

Major Telecomunicações, Electrónica e Computadores

Orientador: Prof. Henrique Manuel de Castro Faria Salgado Orientador: Eng. Cláudio Emanuel Rodrigues

Fevereiro de 2012

© Carla Macedo, 2012

iii

Índice

Índice ............................................................................................... iii

Lista de figuras ................................................................................... iv

Abreviaturas e Símbolos ......................................................................... v

Capítulo 1 .......................................................................................... 1

Introdução ......................................................................................................... 1 1.1 - Motivação ............................................................................................... 1

Capítulo 2 .......................................................................................... 3

Revisão da literatura e levantamento do estado da arte ................................................. 3 2.1 - Impacto da dispersão.................................................................................. 3 2.2 - Modulação ............................................................................................... 4 2.3 - Deteção do sinal ....................................................................................... 8 2.4 - Processamento digital de sinal .................................................................... 12

Capítulo 3 ......................................................................................... 14

Caracterização detalhada dos problemas a tratar ....................................................... 14

Capítulo 4 ......................................................................................... 15

Plano de trabalhos ............................................................................................. 15 4.1 – Fases ................................................................................................. 15 4.2 – Metodologias e Tecnologias ...................................................................... 15

Referências ....................................................................................... 16

Lista de figuras

Figura 2. 1 – Esquema PM-QPSK [4] ......................................................................... 6

Figura 2. 2 – Esquema PS-QPSK .............................................................................. 6

Figura 2.3 - Modulador Mach-Zehnder [7] ................................................................. 7

Figura 2. 4 - Modulador ótico IQ [7] ........................................................................ 8

Figura 2. 5 – Deteção direta [9] ............................................................................. 8

Figura 2. 6 – Deteção coerente [9] ......................................................................... 9

Figura 2. 7 – Esquema de um recetor homodino de diversidade de fase de sinais DPSK [7].... 10

Figura 2. 8 – Esquema de um recetor homodino com desmodulação diferencial digital [7] ... 11

Figura 2. 9 – Esquema de um recetor homodino com deteção síncrona com OLLP para sinais BPSK [7] ......................................................................................... 11

Figura 2. 10 – Esquema de um recetor homodino com deteção síncrona utilizando DSP, baseado em [7] ........................................................................................ 12

Figura 2. 11 – Módulos do processamento digital de sinal (DSP) [12] ............................... 13

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Abreviaturas e Símbolos

Lista de abreviaturas

ADC Analog-To-Digital Converter

ASK Amplitude-Shift Keying

BER Bit Error Rate

BPSK Binary Phase-Shift Keying

CD Chromatic Dispersion

CW Continuous Wave

DP-QPSK Dual-Polarization QPSK

DSP Digital Signal Processor

EDE Equalização de Distorção Eletrónica

FIR Finite Impulse Response

FWM Four-Wave Mixing

IF Intermedy Frequency

LPF Low Pass Filter

LO Local Oscillator

MZ Mach-Zehnder

MZM Mach-Zehnder Modulator

OOK On-Off Keying

OLLP Optical Phase Locked Loop

PBC Polarization Beam Combiner

PBS Polarization Beam Splitter

PC Polarization Controller

PDM-QPSK Polarization-Division-Multiplexed QPSK

PLL Phase-Locked Loop

PMD Polarization Mode Dispersion

PM-QPSK Polarization-Multiplexed QPSK

PSK Phase-Shift Keying

PS-QPSK Polarization-Switched QPSK

QAM Quadrature Amplitude Modulation

QPSK Quadrature Phase-Shift Keying

NRZ Non-Returnto Zero

RZ Return to Zero

SNR Signal-to-Noise Ratio

SPM Self-Phase Modulation

WDM Wavelenght Division Multiplexing

XPM Cross-Phase Modulation

Lista de símbolos

ω Frequência angular

Capítulo 1

Introdução

Este relatório, elaborado no âmbito da unidade curricular Preparação da Dissertação no

ano letivo de 2011/2012, tem como objetivo caracterizar detalhadamente os problemas a

tratar na Dissertação. A dissertação irá decorrer no ambiente empresarial, nomeadamente na

empresa PT Inovação de Aveiro.

O objetivo da dissertação passa por estudar técnicas de deteção coerente a 100Gb/s com

formatos de modulação avançados nas redes óticas e pelo estudo de compensação dos efeitos

não lineares da transmissão ótica.

Este relatório está estruturado em quatro capítulos. Este primeiro capítulo apresenta, no

geral, o tema da dissertação e a motivação da mesma, expondo sucintamente a evolução das

redes de comunicação ótica.

O segundo capítulo centra-se na revisão da literatura e o levantamento do estado da arte.

Aqui são abordados os três efeitos não lineares (auto modelação de fase, modulação cruzada

de fase e mistura de quatro ondas) e a dispersão cromática, que provocam a degradação do

sinal, os formatos de modulação existentes, realçando os formatos de modulação avançados.

Também se expõe as técnicas de deteção, dando ênfase à deteção coerente homodina,

apresentando alguns esquemas de deteção do sinal e aborda-se as técnicas de processamento

digital de sinal.

No terceiro capítulo faz-se a caraterização detalhada dos problemas a abordar, consoante

o levantamento do estado da arte.

No último capítulo estabelece-se um plano de trabalho, as metodologias de abordagem,

bem como as ferramentas necessárias.

1.1 - Motivação

Ao longo dos últimos anos, os sistemas WDM têm vindo a aumentar as suas taxas de

transmissão rapidamente. Entre 2000 e 2008, as operadoras de telecomunicações construíram

amplas redes óticas WDM a trabalhar a taxas de transmissão de 10 Gb/s por canal ótico. A

maioria destas redes baseia-se ainda na utilização do formato de modulação mais básico da

portadora ótica, a modulação digital binária em amplitude (OOK - On-Off Keying),

opcionalmente nas versões com retorno a zero (RZ - Return to Zero) e sem retorno a zero

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(NRZ - Non-Returnto Zero). No entanto, com o intuito de aumentar a robustez do sinal face

às distorções provocadas pela propagação, desenvolveram-se novos formatos de modulação.

O formato de modelação PSK (Phase-Shift Keying) baseia-se na modulação da fase da

portadora ótica, mantendo a amplitude constante. No caso do PSK binário, o BPSK (Binary

Phase-Shift Keying), a fase da portadora ótica pode assumir dois valores distintos,

usualmente 0 ou π, consoante o bit a codificar. Contudo, o PSK pode também ser estendido

ao conceito multinível, no qual o QPSK (Quadrature Phase-Shift Keying) é o formato

atualmente mais aceite no domínio das comunicações óticas.

Atualmente, o formato de modelação QPSK multiplexado na polarização (Polarization-

Multiplexed QPSK, PM-QPSK), também conhecido por QPSK com multiplexação por divisão da

polarização (Polarization-Division-Multiplexed QPSK, PDM-QPSK), ou ainda QPSK com duas

polarizações (Dual-Polarization QPSK, DP-QPSK), tem sido o formato mais usado na

exploração dos sistemas de 100Gb/s.

Capítulo 2

Revisão da literatura e levantamento do estado da arte

2.1 - Impacto da dispersão

Os principais fatores limitantes da taxa de transmissão nas redes óticos são: a atenuação,

a dispersão do sinal e os efeitos não-lineares. Ao referirmo-nos aos efeitos não lineares temos

que ter em consideração o seu importante papel em relação à propagação de impulsos em

fibra ótica.

As não linearidades óticas SPM (Self-Phase Modulation – auto modulação de fase), XPM

(Cross-Phase Modulation – modulação de fase cruzada) e FWM (Four-Wave Mixing – mistura de

quatro ondas) juntamente com a dispersão cromática, provocam interações entre os canais,

resultando em sérias distorções dos sinais e na degradação do desempenho dos sistemas. As

não linearidades são influenciadas pela dispersão cromática da fibra.

Os efeitos SPM, XPM e FWM têm origem na refração não-linear (efeito Kerr), um

fenômeno que se caracteriza pela dependência entre o índice de refração e a intensidade

ótica.

A dispersão é um dos condicionantes que mais penaliza este tipo de sistemas, tendo como

principal efeito, a redução de largura de banda, o que limita significativamente as taxas de

transmissão. A dispersão do sinal numa fibra monomodo é a combinação simultânea da

dispersão cromática e da dispersão de polarização, PMD. A dispersão nas fibras ópticas poderá

ser dividida em dispersão intramodal ou cromática e dispersão intermodal, sendo que esta

apenas afeta as fibras óticas multimodo.

2.1.1 – Dispersão Cromática

A dispersão cromática é fortemente dependente do comprimento de onda e da largura

espectral da fonte e pode ser dividida em dispersão material (dependência do índice de

refração do material com o comprimento de onda) e em dispersão de guia de onda

(dependência da constante de propagação com o comprimento de onda) em função do perfil

de índice de refração da fibra. A dispersão dos modos de polarização (PMD) é causada pela

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variação aleatória da birrefringência da fibra monomodo, que altera a constante de

propagação dos dois estados de polarização.

2.1.2 – Auto Modulação de Fase (SPM)

Neste efeito as variações do índice de refração da fibra ótica dependem da intensidade

do campo elétrico. A propagação do impulso ao longo da fibra provoca variação temporal na

fase do sinal, mantendo-se a forma do impulso inalterada. Então, durante a propagação, o

campo elétrico adquire um desvio de fase não linear. Este fenómeno é designado por auto

modulação de fase (SPM). As variações transitórias do índice de refração da fibra resultam em

variações transitórias na fase do impulso. Então, a frequência ótica instantânea (chirp) do

sinal varia relativamente ao seu valor inicial, no interior do impulso, isto é, dado que as

flutuações da fase são dependentes da intensidade, diferentes partes do impulso serão

sujeitas a diferentes desvios de fase.

No domínio do tempo este efeito provoca um reforço do alargamento temporal do

impulso, no caso do regime de dispersão ser “normal” (as frequências mais altas propagam-se

mais lentamente e as frequências mais baixas propagam-se mais rapidamente) ou poderá

ocorrer propagação de solitões, no caso de regime de dispersão “anómalo” resultante da

interação do SPM com a dispersão da fibra.

2.1.3 – Modulação Cruzada de Fase (XPM)

A modulação cruzada de fase (XPM), tal como a SPM, tem origem na caraterística de

dependência da intensidade do índice de refração e ocorre em sistemas multicanal,

produzindo desvios de fase, dependente da intensidade. Neste fenómeno há alteração da

fase, devido à interação com outro sinal, ou seja, com um comprimento de onda diferente. O

efeito XPM é sempre acompanhado do efeito SPM, uma vez que ambos ocorrem devido à

dependência do índice de refração com a intensidade do campo na fibra.

2.1.4 – Mistura de quatro ondas (FWM)

O efeito FWM ocorre quando se transmite três ou mais canais óticos com comprimentos de

onda diferentes, originando a mistura de três frequências óticas para produzir um quarto

produto de intermodulação. Este fenómeno resulta do efeito não linear do meio e baseia-se

na susceptibilidade de terceira ordem.

2.2 - Modulação

É necessário a adoção de formatos avançados de modulação ótica, do lado do transmissor,

para permitir atingir taxas de transmissão superiores a 100Gb/s por canal ótico e para

minimizar as deficiências causadas pela dispersão cromática e pelos efeitos não-lineares

sobre a fibra de transmissão.

Existem diversos formatos de modulação ótica, aborda-se de seguida a modulação na

intensidade ou modulação em amplitude (ASK - Amplitude-Shift Keying) e a modulação na

fase (PSK – Phase-Shift Keying).

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2.2.1 – Modulação na Intensidade

Neste tipo de modulação, idealmente, há apenas modulação da amplitude da portadora

ótica. Na modulação de intensidade há dois níveis, correspondentes aos bits “1” e “0”. Os

formatos de modulação mais utilizados são o NRZ (Non-Return to Zero), em que o impulso

ocupa todo o período de um bit, e o RZ (Return to Zero), em que o impulso ocupa apenas

uma parte do período do bit. Então, no caso do formato NRZ a largura dos impulsos não será

sempre igual (varia com a sequência de entrada),enquanto que no caso RZ a largura dos

impulsos será sempre a mesma.

No entanto, com o crescimento do tráfego das redes de comunicações óticas estes

formatos de modulação ASK não são a melhor opção e apresentam fatores limitativos ao nível

da eficiência espetral e robustez a distorções de sinal. Assim sendo, deve-se dar ênfase a

novos formatos de modulação ótica, nomeadamente formatos de modulação na fase.

2.2.2 – Modulação na Fase

Neste tipo de modulação ocorre a modulação na fase da portadora ótica, mantendo a

amplitude constante. No caso BPSK (PSK binário), a fase da portadora ótica pode assumir dois

valores, 0 ou π, consoante o bit a codificar.

Neste tipo de modulação, também existe formatos de modulação multinível, no qual o

QPSK (Quadrature Phase-Shift Keying) é o formato mais aceite atualmente no domínio das

comunicações óticas, também denominado 4-QAM. Na modulação ótica de amplitude em

quadratura (QAM – Quadrature Amplitude Modulation) duas portadoras ortogonais entre si são

independentemente moduladas em amplitude, em que a informação pode ser codificada em

amplitude e fase, ou seja, existem duas componentes: em fase (I) e em quadratura (Q). O

formato QPSK apresenta uma constelação com quatro símbolos e pode ser obtido pela

modulação binária em amplitude das portadoras em fase e em quadratura. Assim, é possível

codificar dois bits por símbolo, o que permite duplicar a taxa de dados (mantendo a largura

de banda do sinal) ou reduzir para metade a largura de banda (mantendo a taxa de

transmissão de dados).

O formato QPSK com multiplexação por divisão da polarização (PDM-QPSK - Polarization-

Division Multiplexing Quadrature Phase Shift Keying) ou QPSK com duas polarizações (DP-

QPSK) ou ainda QPSK multiplexado na polarização (PM-QPSK) tem sido o mais promissor nos

sistemas com elevadas taxas de transmissão, pois têm alta eficiência espectral, uma elevada

resistência aos efeitos lineares, como a dispersão cromática e dispersão de modo de

polarização (PDM) e limita os efeitos não-lineares [1-3]. Na Figura 2.1 podemos observar o

diagrama de blocos que ilustra a estrutura de um transmissor com este formato, em que,

inicialmente se gera dois sinais QPSK, que são convertidos para o domínio analógico através

de conversores analógico-digitais (DAC – Analog-To-Digital Converter).

6

Figura 2. 1 – Esquema PM-QPSK [4]

O laser é responsável pela geração da portadora do sinal DP-QPSK, que ao passar por o

PBS (Polarization Beam Splitter) dá origem a duas portadoras independentes alinhadas com

as componentes vertical e horizontal do vetor polarização, que vão alimentar dois

moduladores IQ. Aqui, com o auxílio de um modulador do tipo Mach-Zehnder (MZM), cada

portadora é separada nas suas componentes I e Q. Por fim, as suas componentes são

reagrupadas num sinal QPSK e as suas componentes horizontal e vertical são adicionadas num

acoplador de polarização (PBC – Polarization Beam Combiner), ocorrendo antes o controlo de

polarização (PC- Polarization Controller).

O formato QPSK com polarização alternada (PS-QPSK - Polarization-Switched QPSK) é

também uma boa alternativa para este tipo de sistemas com elevadas taxas de transmissão.

Este tipo de formato tem maior sensibilidade do que o formato PM-QPSK e apresenta maior

tolerância aos efeitos não-lineares [5]. Na Figura 2.2 podemos observar a representação

esquemática do formato PS-QPSK.

Figura 2. 2 – Esquema PS-QPSK

Inicialmente é gerado o sinal QPSK, com o auxílio de um modulador do tipo Mach-Zehnder

(MZM), cada portadora é separada nas suas componentes I e Q. Seguidamente, as

componentes são agrupadas e o sinal é de novo dividido num coupler de 3 dB, em que em

cada um dos braços existe um MZM. Estes moduladores garantem que a informação seja

transmitida com polarização linear horizontal ou vertical e são atuados para que após a

recombinação dos sinais no PBS, uma das polarizações tenha potência em cada um dos

símbolos enviados.

Sistemas de fibra ótica coerentes tendem a possuir até 80 canais WDM (Wavelenght

Division Multiplexing), onde cada canal transporta mais de 100Gb/s. Para permitir alcançar

tais taxas de transmissão num único sistema de transporte, é necessário formatos de

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modulação avançados adequados. Dois critérios principais na escolha destes formatos são a

taxa de amostragem do conversor analógico-digital (ADC), imposta pela largura de banda do

sinal analógico, e o desempenho geral do sistema em termos de taxa de erro de bit (BER) e a

sua relação sinal-ruído (SNR) [6]. Investigações feitas indicam que a modulação no formato

DP-QPSK é o aconselhado para transportes únicos de 100G em sistemas de longo percurso de

comunicação de fibra ótica coerentes.

2.2.3 – Modulador Mach-Zehnder (MZM)

A modulação direta apresenta problemas para elevadas taxas de transmissão, assim

sendo, recorre-se à modulação externa. Os moduladores Mach-Zehnder são, portanto,

moduladores externos eletro-óticos baseados em interferómetros do tipo Mach-Zehnder (MZ),

que permitem aumentar significativamente a taxa de transmissão. Na figura abaixo podemos

observar o esquema de um modulador Mach-Zehnder, o modulador de fase é tipicamente um

par de elétrodos colocados em ambos os lados das guias de ondas.

Figura 2.3 - Modulador Mach-Zehnder [7]

Podem ser constituídos por materiais como o LiNbO3 ou semicondutores como o GaAs e

InP. O seu funcionamento baseia-se no princípio de interferência, controlado pela modulação

da fase da portadora ótica [8]. Dependendo da tensão elétrica aplicada nos dois braços do

interferómetro há alteração do índice de refração nos dois braços, variando, assim, o atraso

de fase induzido em cada braço. Seguidamente, voltam-se a reagrupar os braços do

modulador e a diferença de fase entre as duas ondas conduz a interferências destrutiva ou

construtiva.

No caso da ausência de tensão externa, os campos óticos dos dois braços do MZ têm a

mesma mudança de fase e interferem construtivamente. No caso de os caminhos

apresentarem diferentes mudanças de fase, reduz-se a interferência construtiva e a

modulação de fase é convertida em modulação em intensidade. A tensão de modulação

necessária para haver mudança de fase de um dos braços do MZM é π. Neste caso, idealmente

toda a luz propaga-se em modos de ordem superior e não existe emissão de luz no modo

fundamental e a interferência é totalmente destrutiva.

Uma vez que existe a possibilidade de modulação de fase e intensidade do campo ótico,

de forma independente, os moduladores MZM formam a base de formatos de modulação ótica

avançados [8].

8

2.2.4 – Modulador IQ

O modulador ótico IQ é constituído por um modulador de fase e dois MZMs. Uma

ilustração possível para este modulador encontra-se na Figura 2.4. A luz é dividida pelos dois

ramos, ou seja, dividida nas componentes em fase e em quadratura. Nos dois braços existe o

modulador Mach-Zehnder para proceder a modulação em amplitude. Para além destes MZMs,

num dos braços utiliza-se um modulador de fase (PM) para provocar uma mudança de fase de

π/2.

Figura 2. 4 - Modulador ótico IQ [7]

2.3 - Deteção do sinal

Os recetores usados em redes óticas baseiam-se em duas técnicas possíveis: deteção

direta e deteção coerente.

A deteção direta apenas faz a deteção da informação de amplitude do sinal recebido. É

uma tecnologia simples e de baixo custo, onde o recetor pode ser apenas constituído por um

fotodíodo que converte a intensidade ótica em fotocorrente, como se pode observar na

seguinte figura:

Figura 2. 5 – Deteção direta [9]

No entanto, esta técnica apresenta limitações devido ao aumento das taxas de

transmissão de 40 Gb/s e 100Gb/s, o que obriga a uma maior largura de banda e,

consequentemente, à otimização da eficiência espetral. Outra desvantagem é a

incompatibilidade com formatos de modulação avançados e a eliminação da fase do sinal,

que limitam o desempenho do processamento digital de sinal após deteção. Então, para

ultrapassar estas limitações recorre-se à deteção ótica coerente, em que o sinal de entrada é

“misturado” com uma portadora ótica (laser) gerada localmente (oscilador local) [10]. Na

figura abaixo é possível observar o esquema da deteção coerente.

9

Figura 2. 6 – Deteção coerente [9]

Atualmente, em comunicações óticas, a deteção coerente é o método de deteção mais

avançado e permite uma grande diversidade de formatos de modulação. Esse tipo de deteção

utiliza a informação da fase da portadora para detetar o sinal, a decisão entre símbolos é

efetuada com recurso à fase e à amplitude do campo elétrico do sinal, e pode ser usado para

detetar os formatos de modulação de fase codificados como BPSK (Binary Phase Shift Keying),

QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) e QAM (Quadrature Amplitude Modulation). A

informação pode ser codificada em amplitude e fase, ou equivalentemente, em componentes

de fase (I) e quadratura (Q). QPSK e QAM permitem a transmissão de vários bits por símbolo

sem a degradação substancial na sensibilidade do recetor [11].

A deteção coerente permite o aumento da sensibilidade dos recetores, alta resolução

espetral e uma vez que ocorre a preservação das fases, permite o uso de técnicas de

processamento do sinal digital para a compensação total das deficiências da transmissão, tais

como a dispersão cromática (CD) e dispersão modo de polarização (PDM).

Estas vantagens são importantes nos sistemas de transmissão de fibra ótica atualmente

que usam vários canais Wavelength Division Multiplexing (WDM) de distâncias elevadas. A

grande desvantagem é a complexidade da deteção coerente, e, portanto, o custo do recetor.

Existem duas diferentes técnicas de deteção coerente: deteção homodina e deteção

heteródina, dependendo de a frequência intermédia (IF) ser igual a zero ou não.

2.3.1 – Deteção coerente heterodina

Na deteção heterodina as frequências do laser de sinal e do OL são escolhidas para serem

diferentes, de modo que a informação do campo da onda do sinal ótico é transferida para

uma portadora elétrica, com uma frequência intermédia (IF), que corresponde à diferença de

frequência do laser de sinal e do OL. A frequência intermédia dever ser pelo menos tão

elevada quanto a largura de banda base do sinal de informação. A deteção heterodina

permite desmodulação simples e sincronização da portadora com um PLL (Phase locked loop).

No entanto, a largura de banda elétrica ocupada para esta deteção é duas vezes maior que na

deteção homodina.

Então, uma vez que os recetores homodinos apresentam maior eficiência espetral e maior

viabilidade para altas taxas de dados do que os recetores heterodinos, os recetores

homodinos são uma melhor escolha para o futuro das redes óticas [7]. Por esta razão, vai-se

dar mais ênfase à deteção homodina.

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2.3.2 – Deteção coerente homodina

Na deteção homodina as frequências portadoras do laser de sinal e do laser do oscilador

local (OL) são idênticas, ou seja, ωIF=ωs-ωOL=0 e o espectro ótico é diretamente convertido

para a banda base elétrica.

Para a deteção do sinal baseando em deteção homodina, as soluções possíveis são:

deteção diferencial ou deteção síncrona.

2.3.2.1 – Recetores homodinos com deteção diferencial

Os recetores homodinos com deteção diferencial realizam a desmodulação diferencial no

domínio elétrico. A deteção diferencial pode ser realizada por meios analógicos (recetores de

diversidade de fase) ou por desmodulação digital diferencial.

Na figura seguinte é possível observar um exemplo de um recetor homodino de sinais de

fase DPSK. A diversidade de fase é investigada para formatos DPSK de alta ordem.

Figura 2. 7 – Esquema de um recetor homodino de diversidade de fase de sinais DPSK [7]

O ruído de fase não está completamente anulado para o recetor de diversidade de fase

DPSK. A desmodulação baseia-se na deteção diferencial de fase e o ruído de fase torna-se

crítico caso a mudança de fase entre dois símbolos consecutivos apresente valores

consideráveis.

Comparando esta técnica com a deteção direta (que permite a deteção dos mesmos

formatos de modulação), este tipo de recetores têm possibilidade de minimizar os efeitos de

equalização de distorção eletrónica (EDE) e pode apresentar grande seletividade em canais

WDM, usando um oscilador local (OL) [7]. Neste tipo de recetores para WDM, não é necessário

um filtro ótico para detetar o canal de comprimento de onda desejado. Os termos de

interferência indesejados (interferência da deteção direta ou a interferência de canais

cruzados) são eliminados por deteção balanceada. O canal desejado pode ser separado dos

restantes usando um filtro elétrico passa-baixo, que deverá ser colocado antes do optical

quadrature fronted. Isto permite a alta seletividade do canal e elevada eficiência espetral

em transmissões WDM [7].

Uma outra alternativa à deteção homodina é mostrada na figura seguinte. Os sinais de

fase e quadratura nas saídas do optical quadrature fronted são amostrados por um conversor

analógico-digital (ADC).

11

Figura 2. 8 – Esquema de um recetor homodino com desmodulação diferencial digital [7]

Opcionalmente, a igualização de distorção eletrónica (EDE) pode ser aplicada em primeiro

lugar.

Nesta técnica uma vez que se aplica a desmodulação diferencial, a fase absoluta não é

importante e o ruído de fase do laser não se torna crítico até a mudança de fase tomar

valores consideráveis dentro da duração do símbolo Ts.

2.3.2.2 – Recetores homodinos com deteção síncrona

Nos recetores homodinos de deteção diferencial a informação de fase do sinal ótico é

determinada pela deteção de fase diferencial, ou seja, a fase do OL não tem de ser

sincronizada com a fase da portadora do sinal (deteção assíncrona).

Neste caso, as fases absolutas do sinal que contém a informação são identificados com

deteção síncrona homodina, após a mistura do sinal com o sinal de referência OL. Assim,

obtém-se maiores sensibilidades do recetor do que na deteção diferencial. Além disto, a

deteção síncrona tem a vantagem de a desmodulação não se basear na determinação de

diferenças de fases, mas nas fases absolutas, o que permite a facilidade de receção de

diversos formatos de modulação arbitrários. No entanto, a sincronização com a portadora

torna-se necessário [7].

Para implementar esta técnica, recorre-se ao Optical Phase Locked Loop (OLLP) e à

Estimativa Digital de Fase.

Recetores homodinos com OLLP foram investigados especialmente para BPSK e QPSK. O

esquema representativo para o BPSK encontra-se na figura abaixo.

Figura 2. 9 – Esquema de um recetor homodino com deteção síncrona com OLLP para sinais BPSK [7]

12

O optical quadrature fronted pode atuar como um detetor de fase, que gera um sinal de

correção proporcional ao erro de fase. Este sinal é filtrado por um filtro que regula a largura

de banda do OLLP. O sinal filtrado corrigido é alimentado por um oscilador local que ajusta a

frequência do oscilador local, sujeita ao erro de fase. Este tipo de recetores baseados em

OLLPs apresenta dificuldades de implementação.

A outra técnica de recetores homodinos baseia-se na estimativa digital de fase. Com a

alta velocidade do processador de sinais digitais (DSP), a pré-distorção pode ser executada no

lado do transmissor. Nos recetores digitais coerentes, as deficiências de transmissão como a

dispersão cromática e as não-linearidades podem ser digitalmente compensadas com

equalização de distorção eletrónica (EDE) e sincronização de suporte digital [7]. A figura

seguinte exemplifica uma configuração possível para este tipo de recetor.

Figura 2. 10 – Esquema de um recetor homodino com deteção síncrona utilizando DSP, baseado em [7]

Cada híbrido ótico de 90º possui duas entradas (sinal recebido e o laser oscilador local) e

quatro saídas, compreendendo duas saídas simétricas para cada uma das componentes I e Q.

Seguidamente, as componentes I e Q são convertidas para o domínio elétrico com o auxílio de

quatro pares de fotodíodos. Após o filtro passa-baixo (LPF), os sinais em fase (I) e em

quadratura (Q) são amostrados por conversores analógico-digitais (ADC). Por fim, as amostras

obtidas vão alimentar um dispositivo de processamento digital de sinal (DSP – Digital Signal

Processor), onde são realizadas as etapas complementares do recetor coerente.

2.4 - Processamento digital de sinal

O pós-processamento digital de sinal tem um papel fundamental na nova geração de

sistemas óticos coerentes. A figura seguinte ilustra os principais módulos de processamento

digital de sinal num recetor ótico coerente [12].

13

Figura 2. 11 – Módulos do processamento digital de sinal (DSP) [12]

O primeiro bloco tem por objetivo compensar possíveis imperfeições do desmodulador

ótico, ao nível de atrasos temporais (Deskew) ou incorreções de fase e amplitude

(Orthonormalization) entre os braços dos híbridos óticos. O segundo bloco é a equalização

estática de efeitos da dispersão cromática (CD – Chromatic Dispersion) e de efeitos não-

lineares. A compensação da dispersão cromática pode ser efetuada recorrendo a redes de

Bragg. De seguida, ocorre equalização dinâmica de efeitos da dispersão dos modos de

polarização (PMD – Polarization Mode Dispersion). A compensação dos efeitos lineares de

propagação do sinal da fibra é realizada no domínio do tempo, recorrendo a filtros de

resposta finita ao impulso (FIR – Finite Impulse Response). Este tipo de filtros pode ser usado

para equalização quer da dispersão cromática (CD), quer da dispersão dos modos de

polarização (PMD). No seguinte bloco ocorre a interpolação (Interpolation) e a reamostragem

(Timing Recovery) para sincronizar a taxa de amostragem com a taxa de símbolo do sinal. De

seguida ocorre estimação de frequência e de fase, para remover desvios de frequência e de

fase. Por fim, ocorre a estimativa e a descodificação de símbolos.

Capítulo 3

Caracterização detalhada dos problemas a tratar

O objetivo principal desta dissertação é desenvolver e otimizar uma simulação em VPI

Transmission Maker de uma rede de transmissão ótica coerente a 100Gb/s, capaz de

compensar a dispersão cromática e os efeitos não-lineares de transmissão ótica. Pretende-se

assim, neste estágio, uma simulação de uma rede de transporte ótica de alta velocidade onde

se observe técnicas de compensação de dispersão cromática e efeitos não lineares em

sistemas de transmissão óticos. Sendo assim, os problemas a tratar são o formato de

modulação avançada, a técnica de deteção coerente e a compensação dos efeitos de não-

linearidade.

Capítulo 4

Plano de trabalhos

4.1 – Fases

A dissertação irá decorrer com a seguinte calendarização, ainda não com datas definidas

da duração de cada tarefa:

Tarefa 1 – Estudo da receção e transmissão coerente em redes de transporte óticas. Após o

estudo, escolher a deteção coerente mais adequada para elevadas taxas de transmissão;

Tarefa 2 – Estudo comparativo de técnicas de pós-compensação digital do canal ótico para

posterior implementação destas técnicas;

Tarefa 3 – Implementação da rede de transporte ótica em simulador;

Tarefa 4 – Análise de resultados;

Tarefa 4 – Relatório final.

4.2 – Metodologias e Tecnologias

As metodologias a adotar passam então pela deteção coerente para sistemas de elevadas

taxas de transmissão com formatos de modulação avançados, como o DP-QPSK e o PS-QPSK. A

deteção coerente mais adequada para estes sistemas é a deteção homodina, pois é a que

permite o uso de PSD. Assim será possível a compensação a dispersão cromática e dos efeitos

não lineares.

Para a simulação uma das ferramentas essenciais será o VPI Transmission Maker.

Referências

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