Pré-regulador de fator de potncia usando a topologia ... · PDF filede Conclusão...

Universidade Estadual de LondrinaCentro de Tecnologia e UrbanismoDepartamento de Engenharia Elétrica

Arthur de Abreu Romão

Pré-regulador de fator de potência usando atopologia Ćyback com entrada universal e

saída em 30V/1,5A

Londrina2017

Universidade Estadual de Londrina

Centro de Tecnologia e Urbanismo

Departamento de Engenharia Elétrica


Pré-regulador de fator de potência usando atopologia Ćyback com entrada universal e saída em

30V/1,5A

Trabalho de Conclusão de Curso orientado pelo Prof. Dr. CarlosHenrique Gonçalves Treviso intitulado ŞPré-regulador de fator depotência usando a topologia Ćyback com entrada universal e saídaem 30V/1,5AŤ e apresentado à Universidade Estadual de Londrina,como parte dos requisitos necessários para a obtenção do Título deBacharel em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Dr. Carlos Henrique Gonçalves Treviso

Londrina2017

Ficha CatalográĄca


Pré-regulador de fator de potência usando a topologia Ćyback com entrada

universal e saída em 30V/1,5A - Londrina, 2017 - 102 p., 30 cm.

Orientador: Prof. Dr. Carlos Henrique Gonçalves Treviso

1. Eletrônica de Potência. 2. Fonte Chaveada. 3. Correção de fator de

potência. 4. Conversor AC/DC.

I. Universidade Estadual de Londrina. Curso de Engenharia Elétrica. II.

Pré-regulador de fator de potência usando a topologia Ćyback com entrada

universal e saída em 30V/1,5A.


Pré-regulador de fator de potência usando a

topologia Ćyback com entrada universal e

saída em 30V/1,5A

Trabalho de Conclusão de Curso apresentado ao Curso de

Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina,

como requisito parcial para a obtenção do título de Bacharel

em Engenharia Elétrica.

Comissão Examinadora

Prof. Dr. Carlos Henrique GonçalvesTreviso

Universidade Estadual de LondrinaOrientador

Prof. Dr. Aziz Elias Demian JuniorUniversidade Estadual de Londrina

Prof. Dr. Newton da SilvaUniversidade Estadual de Londrina

Londrina, 23 de fevereiro de 2017

Dedico este trabalho a todos que

tornaram possível a realização deste projeto.

Agradecimentos

Agradeço a minha família e namorada por todo o incentivo e apoio oferecidos durante

estes anos de graduação.

Ao Prof. Dr. Carlos Henrique Gonçalves Treviso por compartilhar seu conhecimento e

por toda sua orientação durante a realização deste trabalho, acompanhando semanalmente

o desenvolvimento do mesmo.

A todos os professores que contribuiram e participaram de minha formação acadêmica,

e aos técnicos por sua colaboração e ajuda.

Por Ąm, agradeço aos meus amigos Italo, Lucas, Andrey e Daniel por sua companhia

durante esta jornada, e ao Marco Aurélio companheiro de laboratório por sua ajuda

durante a realização deste projeto.

Arthur de Abreu Romão. Pré-regulador de fator de potência usando a topologia

Ćyback com entrada universal e saída em 30V/1,5A. 2017. 102 p. Trabalho

de Conclusão de Curso em Engenharia Elétrica - Universidade Estadual de Londrina,

Londrina.

ResumoAtualmente a forma mais eĄciente de conversão de corrente elétrica alternada para con-

tínua é através de conversores estáticos, porém a utilização dos mesmos provoca a degra-

dação do fator de potência e possui alta distorção harmônica total, inserindo um grande

volume de ruídos na rede elétrica, comprometendo, assim, a qualidade de energia. Neste

trabalho será apresentado o projeto de uma fonte chaveada, com tensão de saída de 30

V e corrente nominal de 1,5 A, baseando-se na topologia de conversor Ćyback atuando

no modo de transição, utilizando o circuito integrado dedicado L6561, visando corrigir o

fator de potência de modo a torná-lo o mais próximo possível do valor unitário, e com a

utilização de Ąltros, minimizar a propagação de ruídos eletromagnéticos na rede de dis-

tribuição.

Palavras-Chave: 1. Eletrônica de Potência. 2. Fonte Chaveada. 3. Correção de fator

de potência. 4. Conversor AC/DC.

Arthur de Abreu Romão. Power factor pre-regulator using Ćyback topology with

universal input and output at 30V / 1.5A. 2017. 102 p. Monograph in Electrical

Engineering - Londrina State University, Londrina.

AbstractCurrently the most eicient way to convert electric alternate current to continuous is

through switching, but this process causes the degradation of the power factor and has

a high total harmonic distortion, inserting a great amount of noise in the grid, thus

compromising the quality of energy. In this paper it will be presented the design of a

switched-mode power supply with 30V output voltage and rated current of 1.5A, based

on Flyback topology operating in transition mode, using the dedicated integrated circuit

L6561, in order to correct the power factor, making it the closest possible to the unit, and

the use of Ąlters, to minimize the propagation of electromagnetic noise in the distribution

grid.

Key-words: 1. Power Electronics. 2. Switched Mode Power Supply. 3. Power Factor

Correction. 4. AC/DC converter.

Lista de ilustrações

Figura 1 Ű Fonte de alimentação comercial. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

Figura 2 Ű Diagrama básico de uma fonte chaveada. . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

Figura 3 Ű Esquema elétrico do conversor Ćyback. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

Figura 4 Ű Sinal PWM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

Figura 5 Ű Diagrama para gerar um sinal PWM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

Figura 6 Ű Diagrama básico de um transformador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

Figura 7 Ű Esquema elétrico do optoacoplador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

Figura 8 Ű Sinais de tensão e corrente com defasagem. . . . . . . . . . . . . . . . . 36

Figura 9 Ű Exemplos de snubbers aplicados em um MOSFET e diodo. . . . . . . . 37

Figura 10 Ű Esquema elétrico de um Ąltro de linha. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

Figura 11 Ű Esquema elétrico de um Ąltro de saída. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

Figura 12 Ű Diagrama do circuito interno do CI L6561. . . . . . . . . . . . . . . . . 39

Figura 13 Ű GráĄco da função F1(x). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40



Figura 16 Ű Esquema elétrico do circuito clamp. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

Figura 17 Ű Esquema elétrico do circuito de realimentação do sinal de saída para o

CI L6561. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

Figura 18 Ű Exemplo do circuito de um conversor Ćyback utilizando o CI L6561. . . 46

Figura 19 Ű Esquema elétrico do conversor Ćyback baseado no CI L6561 com valores

de tensão de saída de 30 V e corrente de 1,5 A. . . . . . . . . . . . . . 51

Figura 20 Ű Montagem inicial do circuito da Fig. 19 em protoboard sem indutor. . . 51

Figura 21 Ű Indutor acoplado do conversor Ćyback. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

Figura 22 Ű Montagem do circuito da Fig. 19 em protoboard com indutor. . . . . . 52

Figura 23 Ű Esquema elétrico do circuito de potência do conversor. . . . . . . . . . 53

Figura 24 Ű Esquema elétrico do circuito completo modiĄcado após testes em ban-

cada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

Figura 25 Ű Montagem do circuito de potência e protoboard com circuito de controle. 54

Figura 26 Ű Esquema elétrico da ligação dos instrumentos com o conversor para

obtenção dos valores da tensão e corrente de entrada. . . . . . . . . . . 55

Figura 27 Ű Montagem da bancada para testes no conversor. . . . . . . . . . . . . . 55

Figura 28 Ű Tensão de saída ao ligar o conversor com valor ôhmico de carga igual

a 200Ω. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

Figura 29 Ű Tensão de saída ao comutar a carga de 21 Ω para 10 Ω . . . . . . . . . 57

Figura 30 Ű Frequência de chaveamento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

Figura 31 Ű Sinal de tensão e corrente na entrada do conversor para condição no-

minal de funcionamento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

Figura 32 Ű Primeira versão do Ąltro de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

Figura 33 Ű Sinais de tensão e corrente na entrada do conversor para condição no-

minal de funcionamento com Ąltro de linha. . . . . . . . . . . . . . . . 59

Figura 34 Ű Detalhe do Ąltro passa-baixa interno do CI L6561. . . . . . . . . . . . . 60

Figura 35 Ű Circuito com Ąltro passa-baixa no pino 4 do CI L6561 e soft-start com

realimentação de corrente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

Figura 36 Ű Esquema elétrico do circuito de soft-start. . . . . . . . . . . . . . . . . 61

Figura 37 Ű Esquema elétrico do circuito de limite de corrente. . . . . . . . . . . . . 62

Figura 38 Ű Detalhe do indutor para chaveamento em 50 ��. . . . . . . . . . . . . 63

Figura 39 Ű Segunda versão do Ąltro de linha. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

Figura 40 Ű Filtro de Saída. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

Figura 41 Ű Sinal de tensão de saída do conversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

Figura 42 Ű Sinal da tensão de saída do conversor em condição de carga elevada

acima da nominal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

Figura 43 Ű Comparação dos sinais PWM de chaveamento em diferentes condições

de carga de saída. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

Figura 44 Ű Sinais de tensão e corrente na entrada do conversor alimentado com 90

� e com carga de valor ôhmico igual a 200 Ω. . . . . . . . . . . . . . . 70


� e com carga de valor ôhmico igual a 67 Ω. . . . . . . . . . . . . . . . 70


� e com carga de valor ôhmico igual a 20 Ω. . . . . . . . . . . . . . . . 70

Figura 47 Ű Sinais de tensão e corrente na entrada do conversor alimentado com

127 � e com carga de valor ôhmico igual a 200 Ω. . . . . . . . . . . . . 71

















Figura 56 Ű Esquema elétrico da ligação do VARIAC com o conversor Ćyback. . . . 74

Figura 57 Ű Esquema elétrico das ligações dos instrumentos para ensaio do fator de

potência e eĄciência do conversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

Figura 58 Ű GráĄco relacionando o fator de potência e corrente de saída para dife-

rentes valores de tensão de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

Figura 59 Ű GráĄco relacionando a eĄciência e corrente de saída para diferentes

valores de tensão de entrada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

Figura 60 Ű Sinais de entrada do conversor alimentado com tensão de 115 � e po-

tência de 45 � . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

Figura 61 Ű Espectro harmônico do sinal de corrente na entrada do conversor. . . . 80

Figura 62 Ű Espectro harmônico do sinal da corrente de entrada do conversor, com-

ponentes próximas ao valor de 50 ��. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

Figura 63 Ű Comparação entre os sinais de entrada dos conversores retiĄcador mo-

nofásico e Ćyback. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

Figura 64 Ű Espectro harmônico do sinal de corrente na entrada para os conversores

retiĄcador monofásico e Ćyback. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

Figura 65 Ű Modelo da PCI do Ąltro de linha. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

Figura 66 Ű Modelo da PCI do circuito de controle. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

Figura 67 Ű Modelo da PCI do circuito de potência, montagem Ąnal. . . . . . . . . 84

Figura 68 Ű Esquema elétrico do Ąltro de linha para roteamento. . . . . . . . . . . 97

Figura 69 Ű Esquema elétrico do circuito de controle para roteamento. . . . . . . . 98

Figura 70 Ű Esquema elétrico do circuito de potência para roteamento. . . . . . . . 98

Figura 71 Ű PCI do Ąltro de linha. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99

Figura 72 Ű Top layer da PCI do Ąltro de linha. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99

Figura 73 Ű Bottom layer da PCI do Ąltro de linha. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99

Figura 74 Ű PCI do circuito de controle. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100

Figura 75 Ű Top layer da PCI do circuito de controle. . . . . . . . . . . . . . . . . 100

Figura 76 Ű Bottom layer da PCI do circuito de controle. . . . . . . . . . . . . . . . 100

Figura 77 Ű PCI do circuito de potência. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101

Figura 78 Ű Top layer da PCI do circuito de potência. . . . . . . . . . . . . . . . . 101

Figura 79 Ű Bottom layer da PCI do circuito de potência. . . . . . . . . . . . . . . 102

Lista de tabelas

Tabela 1 Ű Resultados preliminares para saída do conversor em diferentes condi-

ções de carga. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

Tabela 2 Ű Tabela com resultados do ensaio para tensão de entrada de 90 � . . . . 75

Tabela 3 Ű Tabela com resultados do ensaio para tensão de entrada de 127 � . . . 76



Lista de Siglas e Abreviaturas

AC Alternate Current (Corrente Alternada)

DC Direct Current (Corrente Contínua)

RMS Root Mean Square (Valor quadrático médio ou valor eĄcaz)

PWM Pulse Width Modulation (Modulação por Largura de Pulso)

CI Circuito Integrado

PFC Power Factor Correction (Correção de Fator de Potência)

THD Total Harmonic Distortion (Distorção Harmônica Total)

MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Efect Transistor

Eq. Equação

LED Light Emitting Diode (Diodo Emissor de Luz)

CTR Current Transference Ratio (Razão de Transferência de Corrente)

Fig. Figura

PCI Placa de circuito impresso

fp Fator de Potência

FFT Fast Fourier Transform (Transformada Rápida de Fourier)

PTH Pin-Through Hole

SMD Surface Mounted Device

Tab. Tabela

Lista de Símbolos

Δ� Sobretensão de indutância

Δ�� Máximo ripple de saída do conversor

�� Fator de indutância

�� Produto das áreas do núcleo do indutor

�� Área de seção dos condutores

�� Capacitância mínima de saída do conversor

�� Máximo valor de transferência de corrente do optoacoplador

�� Mínimo valor de transferência de corrente do optoacoplador

�� Frequência mínima da rede elétrica

�� Frequência de chaveamento mínima do conversor

�� Corrente de coletor no transistor do optoacoplador

�� Corrente de condução direta do diodo de saída do conversor

�� Corrente de saída do conversor

�� Corrente de pico no primário do indutor

�� Corrente de pico no secundário do indutor

�� Corrente eĄcaz no primário do indutor

�� Corrente eĄcaz no secundário do indutor

� Densidade de corrente

�� Relação tensão pico-reĆetida

�� Indutância do enrolamento primpario do indutor

�� Potência máxima de entrada do conversor

�� Potência máxima de saída do conversor

�� Máxima resistência de condução do MOSFET

�� Tensão de entrada do conversor

�� Tensão de entrada máxima do conversor

�� Tensão de entrada mínima do conversor

�� Tensão reversa no diodo clamp

�� Máxima tensão reversa de dreno do MOSFET

�� Tensão de condução do diodo

�� Tensão aplicada ao pino 3 (MULT) do CI L6561

�� Tensão máxima de pico aplicada ao pino 3 (MULT) do CI L6561

�� Tensão mínima aplicada ao pino 3 (MULT) do CI L6561

�� Tensão de saída do conversor

�� Tensão de pico máxima na entrada do conversor

�� Tensão de pico mínima na entrada do conversor

�� Tensão reĆetida

�� Tensão reversa máxima do diodo de saída do conversor

Sumário

1 INTRODUÇÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.1 Conversor Flyback . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.2 Modulação PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.3 Isolação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.3.1 Indutor Acoplado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.3.2 Optoacoplador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

2.4 Distorção Harmônica Total . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

2.5 Fator de Potência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

2.6 Interferências de Radiofrequência . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

2.7 Etapas de Projeto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

2.7.1 EspeciĄcações Iniciais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

2.7.2 Decisões de Projeto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

2.7.3 Cálculos Preliminares . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

2.7.4 Condições de Operação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

2.7.5 Indutor Acoplado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

2.7.6 Seleção do MOSFET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

2.7.7 Seleção do Diodo de Saída . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

2.7.8 Capacitor de Saída . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

2.7.9 Diodos Clamp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

2.7.10 Divisor resistivo Multiplier e Resistor sensor de corrente . . . 43

2.7.11 Controle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

2.7.12 Circuito Exemplo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

2.8 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3 DESENVOLVIMENTO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.1 Cálculos de projeto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.2 Implementação do circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.3 Resultados Preliminares . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

3.4 Ajustes Finais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

3.5 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

4 RESULTADOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

4.1 Tensão de Saída . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

4.2 Frequência de Chaveamento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.3 Tensão e Corrente de Entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.4 Fator de Potência e EĄciência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

4.5 Distorção Harmônica Total . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

4.6 Placa de Circuito Impresso . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

4.7 Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

5 DISCUSSÕES E CONCLUSÕES GERAIS . . . . . . . . . . . . 87

5.1 Trabalhos Futuros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

REFERÊNCIAS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

APÊNDICE A Ű CÁLCULOS DE PROJETO NO MATLAB 91

A.1 Programa em MATLAB para dimensionamento dos compo-

nentes do circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91

A.2 Programa em MATLAB para cálculo do indutor acoplado . . 94

APÊNDICE B Ű ROTEAMENTO DAS PLACAS DE CIR-

CUITO IMPRESSO NO SOFTWARE AL-

TIUM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97

B.1 Esquemas elétricos dos circuitos implementados no software

ALTIUM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97

B.2 Roteamento da PCI do Ąltro de linha . . . . . . . . . . . . . . . 99

B.3 Roteamento da PCI do circuito de controle . . . . . . . . . . . 100

B.4 Roteamento da PCI do circuito de potência . . . . . . . . . . . 101

27

1 Introdução

Uma grande parcela dos aparelhos elétricos utilizam corrente contínua em seu funcio-

namento, apesar disso, o sistema de distribuição utiliza o modelo de corrente alternada,

usualmente com valor de tensão eĄcaz de 127 V ou 220 V. Desta forma é necessária a uti-

lização de equipamentos capazes de realizar a conversão AC/DC da forma mais eĄciente e

barata possível, com degradação mínima na qualidade de energia da rede de distribuição,

ou seja, pouca propagação de ruídos eletromagnéticos e alto fator de potência.

Conversores comuns, de uso geral, comerciais, como o da Figura 1, possuem baixo

fator de potência e pouca preocupação com a distorção harmônica total, realizando um

uso pouco eĄciente da energia, e inserindo uma certa quantidade de harmônicos na rede

elétrica; porém possuem baixo custo de fabricação e são pequenos o suĄciente para serem

portáteis. Assim, surge a motivação para implementar uma fonte de alimentação com

maior fator de potência e com valor de distorção harmônica total o mais baixo possível,

realizando um melhor uso de energia, e ainda possuir baixo custo de fabricação e tamanho

reduzido.

Figura 1 Ű Fonte de alimentação comercial.

Fonte: ASUS.

No processo de retiĄcação convencional, de uma corrente alternada para corrente con-

tínua, o fator de potência é baixo, em torno de 0,5 a 0,7, devido ao alto valor do capacitor

na saída da retiĄcação e a elevada taxa de distorção harmônica total do sinal da corrente,

o que prejudica a qualidade de energia na rede (MELLO, 1996). E, caso a regulagem de

tensão na saída seja feita de forma linear, existe uma signiĄcante queda na eĄciência do

conversor em relação aos métodos chaveados.

Através da utilização de conversores AC/DC chaveados, operando com o devido sis-

tema de controle, é possível alcançar níveis de eĄciência elevados, e fator de potência

próximo ao unitário; é, também, possível alcançar dimensões reduzidas e mais leves, se

comparado a conversores convencionais equivalentes. O processo de chaveamento acontece

28 Capítulo 1. Introdução

a partir do acionamento de um transistor por meio de pulsos modulados em alta frequên-

cia, este procedimento introduz um grande volume de ruídos devido ao sinal PWM em

alta frequência no acionamento das chaves, além de possuir um alto conteúdo harmônico

no sinal da rede elétrica. Portanto, para tornar a utilização deste tipo de conversão viável,

é necessário o uso de Ąltros de linha na entrada do conversor.

Com o avanço na tecnologia de semicondutores, as perdas nos diodos e chaves estão

menores, com MOSFETs e diodos cada vez mais rápidos, e com baixa resistência equiva-

lente de condução, conferem a este tipo de conversor uma eĄciência crescente. A presença

de CIs dedicados e de baixo custo, com controle eĄcaz e a capacidade de corrigir o fator

de potência, facilitou o estudo e fabricação destes conversores, tornando-os cada vez mais

populares e possibilitando uma melhor conversão de energia elétrica. Somado a isto, a

utilização de dispositivos SMD permitiu a confecção de fontes chaveadas cada vez menores

e mais leves.

Neste trabalho será apresentado o projeto e execução de uma fonte chaveada AC/DC

de uso geral, com especiĄcações de: 30 V na tensão de saída; 1,5 A de corrente nominal;

topologia Ćyback e funcionamento em modo descontínuo de corrente, buscando atender

a necessidade de conversores eĄcientes com alto fator de potência e tratamento de ruído.

Para alcançar estes objetivos foi utilizado o CI dedicado L6561 com adição de Ąltros de

linha na entrada, como será apresentado nos capítulos que seguem.

A apresentação dos capítulos será da seguinte forma: O Capítulo 2 apresenta a teoria

e os equacionamentos necessários para o desenvolvimento do projeto, o princípio de fun-

cionamento do conversor Ćyback e teorias a respeito da distorção harmônica total, fator

de potência e interferências de radiofrequência.

No Capítulo 3 será descrito o desenvolvimento do protótipo, assim como resultados

parciais e os ajustes necessários para seu funcionamento.

Os resultados experimentais são mostrados no Capítulo 4.

Por Ąm, o Capítulo 5 apresenta as conclusões Ąnais do trabalho e sugestões para

trabalhos futuros.

29

2 Fundamentação TeóricaA teoria necessária para realização deste projeto será apresentada a seguir, com uma

breve explicação do funcionamento de um conversor Ćyback, e do sinal PWM utilizado no

acionamento da chave. As equações necessárias para projeto de indutores são descritas e os

fatores que serão analisados para determinar se o conversor está funcionando de maneira

adequada, como eĄciência, fator de potência e distorção harmônica total, também são

apresentados.

As condições de projeto referentes especiĄcamente ao CI L6561 são detalhadas, de

forma a organizar as etapas de cálculos necessárias e, assim, ser possível desenvolver

um programa de forma a calcular e obter os valores dos componentes necessários para o

circuito, de acordo com as especiĄcações de projeto.

2.1 Conversor Flyback

Para realizar a conversão AC/DC chaveada, é necessária uma etapa de retiĄcação e

Ąltragem capacitiva - desta forma, adquire-se uma tensão contínua com valor igual ao

pico do sinal de entrada - em seguida, esta tensão passa por um conversor DC/DC, que

possui seu funcionamento baseado no acionamento de uma chave eletrônica comandada

através de um sinal do tipo PWM, no qual a largura de pulso inĆuencia no valor Ąnal de

tensão, e uma realimentação e controle são feitos para regulação da tensão de saída. Este

processo está exempliĄcado no diagrama de blocos na Fig. 2.

Figura 2 Ű Diagrama básico de uma fonte chaveada.

Fonte: Mello (1996).

No bloco do conversor DC/DC, para este trabalho, utilizou-se um conversor de topo-

logia Ćyback, apresentado de forma básica na Fig. 3.

Este conversor permite tanto valores de tensão de saída menores ou maiores que o

valor da tensão de entrada; adicionalmente a isto, inverte a polaridade da tensão na

saída, armazenando energia no núcleo do indutor acoplado no momento em que a chave

está em condução, e transferindo energia para saída no momento em que ocorre o corte

da condução da chave. O ruído gerado tanto na saída quanto na entrada são altos devido

à forma pulsante das correntes no transistor e diodo (MELLO, 1996).

30 Capítulo 2. Fundamentação Teórica

Figura 3 Ű Esquema elétrico do conversor Ćyback.

Fonte: Mello (1996).

O conversor Ćyback possui duas etapas de funcionamento, durante a saturação da

chave T1 e durante o corte desta.

Enquanto a chave está saturada a corrente Ćui pelo enrolamento primário do indutor,

armazenando energia em seu núcleo, neste momento o diodo D1 está reversamente pola-

rizado, portanto não existe transferência de energia para saída, sendo assim, o capacitor

C1 é responsável por manter a tensão e corrente de saída constante durante esta etapa.

Durante o corte da chave a corrente no primário do indutor é bloqueada, então a

energia armazenada no núcleo do indutor é transferida para saída, o diodo D1 passa para

o estado de polarização direta, o capacitor C1 é carregado e a carga de saída é alimentada

pelo indutor.

Se funcionando em modo descontínuo de corrente, a energia armazenada no núcleo do

indutor é totalmente transferida para saída, o que não acontece no modo contínuo, no

qual a energia armazenada é transferida parcialmente a cada ciclo. No modo descontínuo,

devido à tensão de saída ser dependente da carga aplicada ao conversor, como apresentado

na Eq. 2.1, espera-se grandes variações na frequência de chaveamento e razão cíclica

conforme modiĄca-se a carga de saída. Na Eq. 2.1 �� representa a tensão de saída, � é a

razão cíclica do sinal PWM, �� é a carga de saída, � é a frequência de chaveamento, ��

é a indutância do enrolamento primário e �� é a tensão de entrada.

�� = � ·︃

��

2 · � · ��

· �� (2.1)

2.2 Modulação PWM

O princípio de funcionamento das fontes chaveadas reside na forma como é acionado o

transistor através de um sinal PWM. Este é um sinal de onda quadrada em que os tempos

de permanência em nível alto e baixo não são necessariamente os mesmos, e a razão entre

2.3. Isolação 31

o tempo em nível alto e o período total do sinal é denominado razão cíclica. A razão

cíclica representa tensão média do sinal relativo à tensão de nível alto, e é deĄnida pela

Eq. 2.2.

Figura 4 Ű Sinal PWM.

Fonte: Treviso (2006).

� =��

�(2.2)

Na Fig. 5 está um diagrama simpliĄcado de uma maneira de produzir o sinal PWM.

Um comparador realiza a comparação entre um sinal dente de serra com um valor de

referência, variando-se o sinal de referência varia-se a razão cíclica do sinal PWM.

Figura 5 Ű Diagrama para gerar um sinal PWM.

Fonte: Próprio Autor.

Comparando-se a tensão de saída de um conversor com uma referência, através de um

circuito de controle, como apresentado na Fig. 2, é possível ajustar a razão cíclica do

sinal PWM responsável pelo acionamento do transistor; assim, garante-se que o valor da

tensão de saída de um determinado conversor estará sempre com o nível desejado.

2.3 Isolação

2.3.1 Indutor Acoplado

O indutor do conversor Ćyback é feito com mais de um enrolamento, obedecendo as

equações de um transformador, podendo assim, contribuir na elevação ou redução do nível

de tensão na saída de acordo com a relação do número de espiras em cada enrolamento;

sua outra função é também isolar eletricamente a saída em relação a entrada, onde está


presente a rede elétrica. Este isolamento é importante para garantir a segurança do

usuário ao utilizar conversores AC/DC.

Indutores são dispositivos capazes de armazenar energia elétrica na forma de energia

magnética; quaisquer dispositivos capazes de produzir campo magnético através da apli-

cação de uma corrente podem ser considerados indutores. São caracterizados através de

uma relação entre tensão e variação de corrente, apresentado na Eq. 2.3.

� = � ·��

��(2.3)

Sendo a indutância � deĄnida pela Eq. 2.4.

� =ã

�(2.4)

Onde ã é o Ćuxo magnético gerado pela corrente � (TREVISO, 2006).

Para deĄnir o número de espiras necessárias em um determinado núcleo, a Ąm de se

obter a indutância desejada, utiliza-se a Eq. 2.5.

� =

︃

�

��(2.5)

Onde �� é o fator indutância, deĄnido pela Eq. 2.6.

�� =Û · �

�(2.6)

O parâmetro Û refere-se à permeabilidade magnética, � deĄne sua área transversal e

� seu comprimento médio (TREVISO, 2006).

Para evitar a saturação do núcleo em aplicações de potência elevada aplica-se um

entreferro, calculado a partir da quantidade de energia a ser armazenada no núcleo do

indutor e o fator indutância máximo para esta condição. As Eq. 2.7, 2.8 e 2.9 deĄnem o

projeto do entreferro.

� = 0.5 · �� · �� (2.7)

�� =�2

� · �2

2 · �(2.8)

�� =Û · ��

��(2.9)

Na Eq. 2.7 o fator �� deĄne a corrente de pico no indutor. Na Eq. 2.8, � representa à

densidade de campo magnético máximo no núcleo, para este projeto será utilizado ferrite,

portanto adota-se o valor 0,3. O parâmetro �� deĄne a área efetiva do núcleo utilizado. ��

resulta no comprimento do entreferro; sua unidade depende da utilizada na área efetiva,

usualmente utiliza-se milímetros.

2.3. Isolação 33

A seção dos condutores a serem utilizados em um indutor ou transformador se rela-

ciona diretamente com valor eĄcaz de corrente, a geometria do núcleo e a elevação de

temperatura esperada. Para isto utiliza-se as Eq. 2.10 e 2.11.

� = �� · �� −� (2.10)

�� =��

�(2.11)

Os parâmetros �� e � são tabelados, e relacionam a geometria do núcleo e elevação

de temperatura. � é a densidade de corrente no condutor.

DeĄne-se a área de seção dos condutores �� como a divisão do valor da corrente

eĄcaz circulante no indutor pelo valor da densidade de corrente esperada.

Um transformador também se relaciona através das deĄnições apresentadas, de forma

que os enrolamentos no núcleo estão acoplados por um Ćuxo magnético e produzem uma

indutância.

Figura 6 Ű Diagrama básico de um transformador.

Fonte: Fitzgerald C. Kingsley Jr. (2006).

A relação entre os valores de tensão no primário e secundário é diretamente proporci-

onal ao número de espiras de cada enrolamento, como apresentado na Eq. 2.12.

�1

�2

=�1

�2

(2.12)

Para o transformador ideal, a potência instantânea no enrolamento primário é igual

no secundário, como expresso nas Eq. 2.13 e 2.14 (FITZGERALD C. KINGSLEY JR.,

2006).

�1 · �1 = �2 · �2 (2.13)

�1

�2

=�2

�1

(2.14)

Em fontes chaveadas, os transformadores transferem pulsos de tensão que são retiĄca-

dos e Ąltrados na saída. Conforme aumenta-se o valor da frequência dos pulsos, é possível


utilizar núcleos com volume reduzido tornando as fontes mais compactas e eĄcientes, re-

duzindo perdas. DeĄne-se eĄciência, Ö, como a razão entre o valor da potência de saída e

o valor da potência de entrada, apresentada na Eq. 2.15.

Ö =��

��

(2.15)

Para garantir que o núcleo não entre em saturação, é importante que este se desmagne-

tize rapidamente; portanto o tipo de material do núcleo deve permitir esta condição, para

um funcionamento em altas frequências, por esta razão os indutores e transformadores

em fontes chaveadas são usualmente construídos com núcleos de ferrite.

2.3.2 Optoacoplador

Para realização da realimentação no processo de controle, utiliza-se um optoacoplador

de modo a manter a isolação elétrica proporcionada pelo indutor acoplado do conversor

Ćyback, e ainda assim ser possível adquirir o sinal na saída do conversor.

Figura 7 Ű Esquema elétrico do optoacoplador.

Fonte: Fairchild (2002).

Neste dispositivo, ao circular uma corrente no LED, ocorre a excitação de um fototran-

sistor, que permite a circulação de uma corrente eletricamente isolada daquela circulante

LED. A razão entre a corrente presente no LED e no fototransistor é denominada CTR

(razão de transferência de corrente), sendo um parâmetro que deve ser considerado ao

projetar circuitos isolados utilizando optoacoplamento. O CTR é, em geral, sensível a va-

riações de temperatura; assim, tais variações podem provocar alterações na realimentação,

consequentemente alterando também o valor da tensão de saída.

2.4 Distorção Harmônica Total

A distorção harmônica total, ou THD, é uma importante Ągura de mérito utilizada

para quantiĄcar o nível de harmônicos na forma de onda de tensão ou corrente (SHMI-

LOVITZ, 2005); assim, é um indicativo de quanto a onda de um sinal é distorcida. Estas

distorções provocam um aumento nas perdas de energia, reduzindo a eĄciência energética

do equipamento.

2.5. Fator de Potência 35

Harmônicos são sinais senoidais de frequência múltipla inteira em relação à frequência

do sinal primário, chamada de fundamental. Em redes elétricas senoidais puras, car-

gas lineares não produzem harmônicos, enquanto que cargas não-lineares, como fontes

chaveadas sem PFC, produzem uma grande quantidade de sinais harmônicos de corrente.

Para se obter a amplitude destes sinais harmônicos utiliza-se a transformada de Fou-

rier, decompondo o sinal no tempo em frequência, resultando na amplitude de suas com-

ponentes senoidais.

A distorção harmônica total para sinais de corrente é deĄnida pela Eq. 2.16 e para

sinais de tensão deĄnida pela Eq. 2.17.

�� =

︁

︀

∞

�=2 �2�

�1

(2.16)

�� =

︁

︀

∞

�=2 � 2�

�1

(2.17)

Onde os componentes com índice 1 representam o valor eĄcaz do sinal fundamental e os

componentes com índice maiores que 1 representam o valor eĄcaz dos sinais harmônicos.

Normas, como a IEC 61000, deĄnem limites para harmônicos dentro de determinadas

classes de potência; equipamentos devem atender estas normas para garantir a menor

degradação possível do sistema de distribuição e maior eĄciência.

2.5 Fator de Potência

Através de circuitos comutados, além de reduzir a dimensão dos conversores e aumentar

sua eĄciência, é possível realizar a correção do fator de potência das fontes.

Para cargas lineares, o fator de potência é deĄnido como o cosseno do ângulo de

diferença da fase, representado por �, entre a tensão e corrente em sistemas de corrente

alternada, tal como a Eq. 2.18.

�� = ��(�) (2.18)

Em um circuito indutivo o valor de � é positivo, indicando que a tensão está adiantada

em relação à corrente; já em um circuito capacitivo o ângulo é negativo indicando a tensão

atrasada em relação à corrente (EDMINISTER, 1991). Em casos onde o fator de potência

é baixo, necessita-se de um valor de corrente maior do que realmente será utilizada para

realizar o trabalho desejado; isto prejudica o sistema de geração, transmissão e distribuição

de energia elétrica. A potência ativa, que representa a potência realmente utilizada para

o Ąm desejado, é descrita pela Eq. 2.19.

� = �� · �� · ��(�) (2.19)


Observa-se através da Eq. 2.19 que um baixo fator de potência provoca um uso

ineĄciente de energia. Deseja-se então que, do ponto de vista do sistema de distribuição,

o conversor se comporte como uma carga resistiva; assim, seu fator de potência é unitário,

realizando um melhor uso da energia elétrica. A partir da Eq. 2.19 deĄne-se o fator de

potência como apresentado na Eq. 2.20.

�� =�

�� · ��

(2.20)

O gráĄco da Fig. 8 exempliĄca o conceito do fator de potência, apresentando um sinal

de corrente com deslocamento de fase em relação ao sinal de tensão.

Figura 8 Ű Sinais de tensão e corrente com defasagem.

Fonte: Edminister (1991).

Para cargas não-lineares, o cálculo do fator de potência leva em consideração, além do

deslocamento em fase entre os sinais de corrente e tensão, a distorção harmônica total do

sinal da corrente, através da Eq. 2.21 (GRADY, 1993).

�� =1√

1 + ��2(2.21)

2.6 Interferências de Radiofrequência

Nas fontes chaveadas, as interferências por radiofrequência são transmitidas por radia-

ção ou por condução, através dos terminais. Interferências irradiadas podem ser reduzidas

através de blindagem metálica; já as interferências conduzidas necessitam de Ąltros para

sua supressão, com preocupação maior nos terminais de entrada, onde os ruídos gerados

pela fonte chaveada podem se propagar pela rede para outros equipamentos, causando

mau funcionamento (BARBI, 2001).

Essas interferências são causadas no processo de comutação do transistor resultando

no aparecimento de tensões alternadas com frequências iguais à de chaveamento ou mai-

ores, conforme as diversas harmônicas presentes no sinal PWM utilizado no acionamento

2.6. Interferências de Radiofrequência 37

da chave. A recuperação reversa no diodo retiĄcador de saída também provoca oscila-

ções no espectro de radiofrequência devido a suas capacitâncias parasitas, produzindo

interferências.

Os ruídos podem ser descritos como de modo comum ou diferencial, e algumas manei-

ras de reduzi-los estão em: um bom layout da placa de circuitos; utilização de capacitores

supressores de interferência e utilizar frequências tão baixas quanto possível, utilizando

semicondutores com tempos de resposta o mais rápidos possíveis(TREVISO, 2006).

A utilização de snubbers, como os apresentados na Fig. 9, nos componentes de cha-

veamento também contribui para redução de interferências, amortecendo as oscilações

de alta frequência geradas nos processos de comutação; adicionalmente, podem também

evitar os picos elevados de tensões nos semicondutores, assim aumentando sua vida útil.

Figura 9 Ű Exemplos de snubbers aplicados em um MOSFET e diodo.

Fonte: Treviso (2006).

Para evitar a propagação de ruídos para rede elétrica utilizam-se Ąltros como o modelo

apresentado, de forma simples, na Fig. 10, com Ąltragem de modo comum e diferencial.

Figura 10 Ű Esquema elétrico de um Ąltro de linha.

Fonte: Barbi (2001).

Para etapa de saída, onde os ruídos de modo comum e diferencial são menores se

comparados ao lado primário, pode-se utilizar um Ąltro simples de topologia butterworth

como apresentado na Fig 11.


Figura 11 Ű Esquema elétrico de um Ąltro de saída.

Fonte: STMicroelectronics (2014).

2.7 Etapas de Projeto

As etapas de cálculo do projeto da fonte chaveada apresentada neste trabalho, assim

como características do CI dedicado L6561, serão descritas a seguir, conforme apresentado

por Adragna (2003a).

Observa-se através do diagrama de blocos interno do CI L6561, presente na Fig. 12, que

este já possui um circuito de drive interno no pino 7, não sendo necessária a implementação

de um circuito externo para acionar a chave. Apresenta também um diodo zener de 20V

em seu pino de alimentação para proteção contra sobretensão, e um Ąltro passa-baixa

também está implementado internamente no pino 4, responsável por detectar os níveis de

corrente circulando no primário do indutor.

Para realização da correção do fator de potência, o CI L6561 utiliza um controle e

realimentação duplo, onde é feita a realimentação, através do pino 4 (CS), e controle do

sinal da corrente de entrada, de forma que este seja uma senoide, para alcançar o alto fator

de potência. O valor de tensão de saída também é realimentado e controlado, para que

este Ąque estável. Para o controle do sinal da corrente de entrada, é feita uma amostragem

do sinal de tensão de entrada retiĄcado, através do pino 3 (MULT), sendo esta a referência

senoidal para o controle do sinal de corrente, desta forma o sinal de corrente segue a forma

do sinal senoidal amostrado. O valor da tensão de saída é realimentado através do pino

1(INV), passando por um ampliĄcador de erro interno que realiza a comparação com um

sinal de referência de 2,5 V. Estes sinais de tensão de saída e corrente de entrada passam

por um comparador e então são levados ao driver, que realiza o controle do sinal PWM

de acionamento, baseado nas condições de entrada e saída (SHA X. WANG, 2015). Os

pinos e os blocos internos do CI L6561 está presente na Fig. 12.

2.7. Etapas de Projeto 39

Figura 12 Ű Diagrama do circuito interno do CI L6561.


2.7.1 EspeciĄcações Iniciais

Para realização do projeto, primeiramente deĄnem-se as condições nas quais a fonte

irá operar; estas são:

• Tensão de entrada: ��

• Frequência mínima da rede: ��

• Tensão de saída DC: ��

• Corrente máxima de saída: ��

• Máximo ripple de saída a 2��: Δ��

2.7.2 Decisões de Projeto

Em seguida, deĄnem-se a frequência mínima de chaveamento desejada, a tensão reĆe-

tida, a sobretensão de indutância e a eĄciência esperadas:

• Frequência mínima de chaveamento: ��

• Tensão reĆetida: ��

• Sobretensão de indutância: Δ�


• EĄciência esperada: Ö

2.7.3 Cálculos Preliminares

Alguns parâmetros iniciais necessários para o projeto são calculados a partir das es-

peciĄcações deĄnidas anteriormente:

• Tensão de pico mínima na entrada:

�� = �� ·√

2 (2.22)

• Tensão de pico máxima na entrada:

�� = �� ·√

2 (2.23)

• Potência máxima de saída:

�� = �� · �� (2.24)

• Potência máxima de entrada:

�� =��

Ö(2.25)

• Relação tensão pico-reĆetida:

�� =��

��

(2.26)

2.7.4 Condições de Operação

Para esta etapa, deĄnem-se as funções �1(�), �2(�) e �3(�), conforme os gráĄcos

apresentados nas Fig. 13, 14 e 15.

Figura 13 Ű GráĄco da função F1(x).

Fonte: Adragna (2003a).






Com estas funções é possível deĄnir os valores das correntes de operação do conversor,

conforme apresentado a seguir:

• Corrente de pico no primário:

�� =2 · ��

�� · �2(��)(2.27)

• Corrente eĄcaz no primário:

�� = �� ·

︃

�2(��)3

(2.28)

• Corrente de pico no secundário:

�� =2 · ��

�� · �2(��)(2.29)

• Corrente eĄcaz no secundário:

�� = �� ·

︃

�� ·�3(��)

3(2.30)


2.7.5 Indutor Acoplado

Para o projeto do indutor acoplado determinam-se os valores da indutância do enrola-

mento primário, a relação de espiras e o produto da área do núcleo através das equações

apresentadas a seguir. Os números de espira, área do cobre e entreferro mínimo são

calculados tal como apresentado em 2.3.1.

• Indutância do enrolamento primário:

�� =��

(1 + ��) · �� · ��

(2.31)

• Relação de Espiras:

� =��

�� + ��

(2.32)

• Núcleo mínimo:

�� = [460 · ��

�� · (1 + ��) ·︁

�2(��)]1,136 (2.33)

2.7.6 Seleção do MOSFET

Seleciona-se a chave MOSFET através do valor de sua máxima tensão de dreno e do

valor de corrente de condução, ou seja, corrente eĄcaz no enrolamento primário, apresen-

tada na Eq. 2.28.

• Máxima tensão de dreno:

�� = �� + �� + Δ� (2.34)

• Resistência de condução máxima para perdas de até 5% da potência de entrada,

assumindo que esta resistência dobre em condição de funcionamento:

�� = 0, 5 · �� ·0, 05

�2��

(2.35)

2.7.7 Seleção do Diodo de Saída

O diodo de saída é escolhido baseando-se no valor de sua máxima tensão reversa e no

valor de corrente de condução direta:

• Máxima tensão reversa:

�� =��

�+ �� (2.36)

• Corrente de condução direta:

�� = 0, 4 · �� (2.37)


2.7.8 Capacitor de Saída

O valor mínimo de capacitância do capacitor de saída é calculado através da equação

a seguir:

• Capacitância mínima de saída:

�� =1

Þ · ��

·�2(��)�2(��)

·��

Δ��

(2.38)

Onde �2(�) ≈ 0,25−0,15·10−3·�

1+1,074·�.

2.7.9 Diodos Clamp

O valor da tensão do diodo clamp é calculado como mostrado a seguir; o diodo de

bloqueio deve possuir um valor de tensão reversa máximo no mínimo igual ao valor da

tensão de dreno do MOSFET apresentado na Eq. 2.34.

• Tensão do diodo clamp:

�� = �� + Δ� (2.39)

A Fig. 16 apresenta o esquema elétrico da forma como os diodos devem ser colocados

em paralelo ao primário do indutor. O diodo D representa o diodo de bloqueio enquanto

o T representa o diodo zener clamp.

Figura 16 Ű Esquema elétrico do circuito clamp.


2.7.10 Divisor resistivo Multiplier e Resistor sensor de corrente

Um divisor resistivo alimenta o pino 3 (MULT) do CI L6561 com uma parcela do valor

da tensão de entrada, para obter a referência do sinal senoidal, a Ąm de realizar o controle

do sinal de corrente de entrada conforme o sinal da tensão de entrada, corrigindo assim o

fator de potência.


O valor máximo de pico para �� , ou �� , acontece na máxima tensão de

entrada, e deve ser entre 2,5 V a 3 V, para aplicação em entrada universal. Portanto o

divisor resistivo deve, na tensão de pico máxima na entrada �� , apresentar um valor

entre 2,5 V e 3 V. Resistores na faixa de 1 MΩ são selecionados para a parte superior do

divisor resistivo, garantindo uma baixa dissipação de potência nos resistores do divisor.

O valor mínimo de �� é dado pela equação a seguir:

�� = �� ·��

��

(2.40)

O parâmetro �� está presente na Eq. 2.41 e não deve ser superior a 1,6 V; caso isto

aconteça, este deve ser calculado novamente, utilizando um �� menor.

�� = 1, 65 · �� (2.41)

Para determinar o resistor sensor de corrente a ser aplicado no pino 4 (CS), pino este

apresentado no diagrama da Fig 12, as seguintes equações são utilizadas, para valor do

resistor e seu nível de potência respectivamente:

• Máximo valor do resistor sensor de corrente:

�� ≤��

��

(2.42)

• Potência mínima do resistor sensor de corrente:

�� = �� · �2� �� ·

�2(��)3

(2.43)

2.7.11 Controle

Para o circuito de realimentação considera-se o seguinte esquema elétrico ilustrado na

Fig. 17.


Figura 17 Ű Esquema elétrico do circuito de realimentação do sinal de saída para o CIL6561.


Para determinação dos valores dos resistores, utilizam-se as equações a seguir:

�5 =2, 5��

(2.44)

�4 <�� − 1 − 2, 5

2, 5· �� · �5 (2.45)

�2 =2, 5��2

(2.46)

�1 =�� − 2, 5

2, 5· �2 (2.47)

�3 =�1

4.5(2.48)

�6 > �5 +�5

�4

·�� · Δ��

40 · 10−6(2.49)

Os resistores �8, �7 e os capacitores �1 e �2 serão determinados de forma empírica.

2.7.12 Circuito Exemplo

O esquema elétrico da dada topologia, juntamente com o CI utilizado para controle

do conversor é apresentado na Fig. 18:


Figura 18 Ű Exemplo do circuito de um conversor Ćyback utilizando o CI L6561.


2.8 Conclusão

Este capítulo apresentou a teoria necessária para realização do projeto, descrevendo

o princípio de funcionamento do conversor Ćyback. Explicações referentes ao fator de

potência, interferência de radiofrequência e distorção harmônica foram feitas a Ąm de

analisar os resultados apresentados nos capítulos seguintes. Etapas de projeto do conversor

também foram tratadas.

O dimensionamento dos elementos passivos que compõem o circuito de controle ba-

seado no CI L6561, para esta aplicação, se mostrou simples de ser realizado. Através de

um programa de computador o cálculo se torna fácil e rápido de ser feito, sendo possível

aplicar rápidas mudanças no projeto.

Com um controle da corrente de entrada, em conjunto com a amostragem do sinal da

rede elétrica, o CI L6561 é capaz de realizar a correção do fator de potência, e, através da

realimentação e controle do valor da tensão de saída, mantém o valor da tensão de saída

estável. Desta forma, este CI se apresenta adequado ao controle do conversor Ćyback com

correção de fator de potência.

A partir do circuito apresentado na Fig. 18, e com as equações descritas neste capítulo,

é possível realizar o projeto do conversor em um script no software MATLAB, script este

presente no Apêndice A.

O Capítulo 3, a seguir, apresenta a descrição da montagem do protótipo.

47

3 DesenvolvimentoNeste capítulo serão apresentados os resultados do dimensionamento dos elementos

que compõem conversor. A partir de uma especiĄcação, todos os valores dos elementos

são determinados através de expressões matemáticas e empiricamente.

Também faz parte do capítulo a apresentação de resultados experimentais prelimina-

res, obtidos através da implementação prática, e ajuste Ąnal do protótipo.

O desenvolvimento do protótipo inicia-se com o dimensionamento dos componentes,

deĄnindo-se as condições de funcionamento do conversor, e aplicando as equações descritas

no capítulo 2 e implementadas no MATLAB. Em seguida o protótipo é montado em

protoboard e realiza-se testes iniciais para veriĄcar seu funcionamento, e então, os ajustes

Ąnais necessários são aplicados.

Os sinais de tensão de saída, chaveamento, tensão e corrente de entrada são adquiridos

nos testes iniciais. Com a obtenção estes resultados parciais do funcionamento da fonte

chaveada é possível realizar as modiĄcações necessárias para alcançar melhores resultados,

e obter um correto funcionamento.

3.1 Cálculos de projeto

Para realização do dimensionamento dos componentes, conforme apresentado nos ca-

pítulos 2.7 e 2.3.1, implementou-se um programa em MATLAB, disponível no apêndice

A, contendo as equações necessárias para realização do projeto.

Inicialmente são deĄnidas as especiĄcações iniciais e as decisões de projeto, como

descrito na lista a seguir:

• Tensão de entrada: �� = 88 − 264 �

• Frequência mínima da rede: �� = 50 ��

• Tensão de saída: �� = 30 �

• Corrente máxima de saída: �� = 1, 5 �

• Máximo ripple de saída a 2��: Δ�� = 1 ��

• Frequência mínima de chaveamento: �� = 25 ��

• Tensão reĆetida: �� = 100 �

• Sobretensão de indutância: Δ� = 70 �

• EĄciência esperada: Ö = 85 %

48 Capítulo 3. Desenvolvimento

Com estas condições, o programa do apêndice A.1 retorna os seguintes resultados para

os componentes do circuito:

1 AP =

2

3 AP minimo de 0 .849 cm^4 e Lp = 622.57 uH

4

5

6 Vdsmax =

7

8 MOSFET com Vds minimo de 543 .35 V

9

10

11 Rdsmax =

12

13 Rdson maximo de 1.28669 Ohms para perdas maximas de 5% da potenc ia de

entrada

14

15

16 CatchDiode =

17

18 Diodo com tensao r eve r s a minima de 146 .11 V; co r r en t e de 3 .98 A e

d i s s i p a c a o de potenc ia de 0 .83 W

19

20

21 CapOut =

22

23 Capacitor de sa ida minimo de 4203.78 uF

24

25

26 ClampVoltage =

27

28 Tensao r eve r s a minima do diodo de Clamp 170.00 V

29

30

31 P t r a n s i l =

32

33 Potencia do diodo Clamp 2 .57 W

34

35

36 DiodeBlock =

37

38 Tensao 543 .35 V e Corrente 1 .01 A

39

40

41 Rs_ =

42

3.1. Cálculos de projeto 49

43 R e s i s t o r s enso r de co r r en t e maximo Rs = 0.412 ohms

44

45

46 Ps =

47

48 Potencia de d i s s i p a c a o no Rs = 0.424 W

49

50

51 Rdivider =

52

53 Os r e s i s t o r e s para d i v i s a o de tensao no pino MULT(3) sao R_upper = 3.11

Mohms e R_lower = 22.50 kohms

54

55

56 R5 =

57

58 2500 ohms

59

60

61 R4 =

62

63 13250 ohms

64

65

66 R2 =

67

68 2500 ohms

69

70

71 R1 =

72

73 27500 ohms

74

75

76 R6 =

77

78 7 .2170 e+03 ohms

79

80

81 R3 =

82

83 5500 ohms

84

85 C1 =

86

87 2 .2908 e−06 f a rad s

88


A partir destes resultados deĄne-se o núcleo do transformador, semicondutores, valor

de capacitância do capacitor de saída, valores dos resistores para o sensor de corrente

e divisor de tensão para o estágio multiplicador do CI L6561, e também os valores dos

resistores necessários para a etapa de controle. O capacitor �1 foi deĄnido de tal forma a

obter a mesma resposta de controle apresentada por Adragna (2003a), assim seu valor é

obtido como uma relação com �1:

�1 = 83.3 · 10−12 · �1 (3.1)

Para o núcleo do transformador utilizou-se o NEER 28/17/12, que possui um �� =

1, 15 ��4, atendendo a especiĄcação mínima calculada. Devido ao nível de potência é

necessária a aplicação de um entreferro no núcleo do transformador. Para deĄnir este

entreferro utilizou-se o programa do apêndice A.2, obtendo um gap mínimo de 0, 375

��.

Optou-se por utilizar um entreferro de 1 ��, sendo assim possível obter a quantidade

de espiras para os enrolamentos �1 = 78, �2 = 24 e �3 = 12, também através do

programa apresentado em A.2. O número de espiras de �3 considera a tensão de saída

do conversor, o número de espiras de �2 e a tensão a ser aplicada no pino de alimentação

do CI L6561, deĄnida em seu datasheet, com valores entre 11 V e 18 V (STMICROELEC-

TRONICS, 2004); escolhe-se aplicar 15 V, assim o número de espiras em �3 é deĄnido

por:

�3 = 15 ·�2

� ��(3.2)

A seção do condutor do enrolamento primário foi calculada em 0, 0026 ��2, empregou-

se o condutor AWG 22, e a seção do condutor do enrolamento secundário foi calculada

em 0, 007351 ��2, empregou-se o AWG 18. O terceiro enrolamento é utilizado apenas

para alimentação do CI L6561, portanto usou-se um condutor mais Ąno, AWG 32. Estes

resultados também foram obtidos através da execução do programa presente no apêndice

A.2.

Para o Ąltro capacitivo de saída, utilizou-se dois capacitores de 2200 Û� e 35 � em

paralelo. Para a chave escolheu-se o MOSFET P9NK60Z; o diodo de saída escolhido foi

o MUR820, para descarregar o indutor foram utilizados o MUR860 e o P6KE180A. Os

valores dos resistores e capacitores escolhidos foram os mais próximos possíveis dos valores

calculados, respeitando aqueles que devem ser maior ou menor que o valor determinado

através das equações. Para ponte retiĄcadora utilizou-se a versão integrada DF08M, su-

portando 1 � de entrada e 800 � de tensão reversa. Para o Ąltro capacitivo de entrada,

manteve-se o valor apresentado no projeto de Adragna (2003a) de 470 �� ; quanto maior

o valor deste capacitor, menores são as interferências irradiadas para a rede elétrica de

distribuição, reduzindo a necessidade de Ąltros de linha; entretanto, ocorre a degrada-

3.2. Implementação do circuito 51

ção no fator de potência, devendo-se buscar o compromisso entre fator de potência e a

propagação de ruídos.

Com estes resultados montou-se o circuito conforme apresentado na Fig. 19.

Figura 19 Ű Esquema elétrico do conversor Ćyback baseado no CI L6561 com valores detensão de saída de 30 V e corrente de 1,5 A.


3.2 Implementação do circuito

A montagem inicial na protoboard, conforme a Fig. 19, está apresentada na Fig. 20.

Figura 20 Ű Montagem inicial do circuito da Fig. 19 em protoboard sem indutor.


O indutor acoplado, presente na Fig. 21, foi enrolado conforme as especiĄcações, e

inserido ao circuito como mostra a Fig. 22.


Figura 21 Ű Indutor acoplado do conversor Ćyback.


Figura 22 Ű Montagem do circuito da Fig. 19 em protoboard com indutor.


A Ąm de melhorar o desempenho do conversor e realizar rápidas alterações durante

os testes de bancada, confeccionou-se uma PCI com o circuito de potência, conforme o

esquema elétrico da Fig. 23. Algumas alterações também foram feitas no circuito de

controle, com objetivo de reduzir ruídos e observar as variações provocadas na alteração

de certos componentes do circuito, e assim realizar o ajuste Ąno. O esquema elétrico

completo com alterações está na Fig 24.

3.2. Implementação do circuito 53

Figura 23 Ű Esquema elétrico do circuito de potência do conversor.


Figura 24 Ű Esquema elétrico do circuito completo modiĄcado após testes em bancada.


As modiĄcações realizadas estão nos Snubbers, que foram acrescentados para redução

de ruídos e picos de tensão no momento de comutação da chave e do diodo de saída; entre

os pinos 1 e 2 do CI L6561 foram feitos testes em bancada e observou-se que a aplicação

de um capacitor para ação integral na malha de controle seria o suĄciente para obter


um bom resultado, como está apresentado na seção 3.3, aplicou-se então um capacitor

de 220 �� , notando que a velocidade da resposta é inversamente proporcional ao valor

de capacitância aplicado, ou seja, quanto maior a capacitância, mais lenta é a resposta.

Também aumentou-se o valor do resistor �6 de 8, 2 �Ω para 100 �Ω, como apresentado na

Eq. 2.49, este resistor deve apresentar um valor maior que o calculado, e o funcionamento

com o valor de 100 �Ω se mostrou satisfatório. Na saída foi colocado um resistor com

o intuito de futuramente ser implementado um circuito para limite de corrente, assim

como um LED, para visualização do funcionamento do conversor. Aumentou-se o valor

da capacitância de saída para se obter um ripple menor em condição de carga máxima.

Um potenciômetro foi adicionado em série ao resistor �4, a Ąm de regular o valor da

corrente circulante no optoacoplador, e assim realizar o ajuste Ąno na tensão de saída do

conversor; necessário devido ao ganho do optoacoplador não ser exatamente o considerado

para o projeto. O resistor de 10 �Ω conectado ao gate do MOSFET garante que este não

entre em condução indevidamente. Capacitores com valores de capacitância de 100 Û�

e 33 �� foram adicionados entre o pino de alimentação e a referência do enrolamento

primário, melhorando o barramento de alimentação do CI. Observou-se que, reduzindo o

capacitor em paralelo ao resistor divisor de tensão no pino 3 (MULT) para 1 �� , a leitura

da referência de tensão senoidal tornava-se mais exata.

A montagem física da PCI do circuito de potência está apresentada na Fig. 25a; nesta

foram colocados soquetes torneados nos pontos de saída para o circuito de controle, estes

pontos estão presentes na Fig 23.

A montagem com o circuito de controle em conjunto está na Fig. 25b.

Figura 25 Ű Montagem do circuito de potência e protoboard com circuito de controle.

(a) PCI do circuito de potência (b) Montagem completa do circuito


3.3. Resultados Preliminares 55

3.3 Resultados Preliminares

Com a montagem preliminar do conversor concluída, foram feitos testes a Ąm de

observar os resultados e realizar os ajustes Ąnais. Para realização dos experimentos foram

utilizados um VARIAC para regular a tensão de entrada do conversor, osciloscópio para

observar os sinais na entrada e saída do conversor, e diferentes valores de carga para

obter o seu funcionamento em várias condições de corrente de saída, em conjunto com um

multímetro para obtenção dos valores da tensão e corrente de saída. O esquema elétrico

das ligações do conversor com os instrumentos é apresentado na Fig 26.

Figura 26 Ű Esquema elétrico da ligação dos instrumentos com o conversor para obtençãodos valores da tensão e corrente de entrada.


A montagem da bancada para realização destes testes está presente na Fig. 27.

Figura 27 Ű Montagem da bancada para testes no conversor.



Ligando-se o conversor na rede elétrica com valor de tensão de 127 � de entrada e

carga mínima, com 200 Ω conectado à saída para obter uma corrente de 10% da corrente

nominal estipulada, obteve-se o resultado presente na Fig. 28.

Figura 28 Ű Tensão de saída ao ligar o conversor com valor ôhmico de carga igual a 200Ω.


A partir deste resultado observa-se a presença de um alto overshoot, apresentando um

valor superior a 35 � de pico, o que pode daniĄcar equipamentos ligados ao conversor.

Para evitar este efeito é necessária a aplicação de um circuito de soft-start, apresentado

na seção 3.4.

Para obter o sinal de tensão após estabilização em 30 � , foi necessário realizar ajustes

no potenciômetro em série com o resistor �4; isto ocorre devido ao ganho do optoacoplador

não ser precisamente o mesmo previsto nos cálculos de projeto.

Os resultados dos testes realizados com os diferentes valores ôhmicos de carga na saída

foram organizados na Tab. 1.

Tabela 1 Ű Resultados preliminares para saída do conversor em diferentes condições decarga.

Carga: 200Ω 66Ω 33Ω 21Ω 10ΩTensão [V] 30 30 30 30 20

Corrente [A] 0,14 0,44 0,88 1,43 1,91Potência[W] 4,2 13,2 26,4 42,9 38,2

Fonte: Próprio autor.

Os resultados para diferentes níveis de carga testados foram satisfatórios, apresentando

valor de tensão de saída e potência esperados. Para observar a atuação do limite de

potência, realizado através do resistor ��, aumenta-se a carga para um nível acima do

nominal, resultando na redução da tensão de saída, visto na Fig. 29; embora o limite

de potência esteja funcionando corretamente, o valor da corrente eleva-se perigosamente,


mostrando a necessidade de um circuito capaz de limitar este valor de corrente de saída

- isto é observado através da Tab. 1. O circuito de realimentação de corrente capaz de

realizar esta limitação está apresentado na seção 3.4.

Figura 29 Ű Tensão de saída ao comutar a carga de 21 Ω para 10 Ω

Fonte: Próprio Autor

Devido a frequência de chaveamento variável, o valor mínimo de frequência obtido

para condição de carga nominal, e tensão mínima de entrada, está na Fig. 30.

Figura 30 Ű Frequência de chaveamento.


Nota-se que o resultado está muito abaixo do esperado, perto dos 13 ��, provocando

ruídos audíveis, enquanto o projetado para estas condições é de 25 ��, mostrando a

necessidade de ajustes. Segundo apresentado por Adragna (2003a), para o correto funci-

onamento no modo de transição, para correção do fator de potência, é necessário que a


frequência de chaveamento mínima seja maior que a frequência interna do CI L6561, de

14 ��.

Os sinais de tensão e corrente obtidos na entrada para condição nominal de opera-

ção são mostrados na Fig. 31. Estes sinais foram obtidos conforme ligações elétricas

apresentadas na Fig. 26. Realizando a medida de tensão no resistor série aplicado a

entrada é possível obter um sinal proporcional a corrente. Utilizando-se um resistor série

de aproximadamente 0, 2 Ω, obtém-se uma escala de corrente de 5 �/� .

Figura 31 Ű Sinal de tensão e corrente na entrada do conversor para condição nominal defuncionamento.


Observa-se uma grande quantidade de ruído impossibilitando a interpretação do sinal,

portanto é aplicado um Ąltro de entrada conforme o esquema elétrico da Fig. 32a, baseado

no Ąltro projetado pela STMicroelectronics (2014, p. 18). Este Ąltro possui uma frequên-

cia de corte de 14, 4 ��, obtida experimentalmente aplicando-se um sinal senoidal à

entrada do Ąltro, e aumentando sua frequência até que a saída apresentasse uma queda

de amplitude de 3 �� em relação ao sinal original aplicado à entrada, caracterizando a

frequência de corte.


Figura 32 Ű Primeira versão do Ąltro de entrada.

(a) Esquema elétrico

(b) Implementação


Com a utilização deste Ąltro os sinais de tensão e corrente resultantes na entrada do

conversor são mostrados na Fig. 33. Neste resultado nota-se que a correção do fator

de potência não está atuando de forma adequada, com o formato da onda de corrente

semelhante ao esperado de uma ponte retiĄcadora em fontes comuns; somado a isso ainda

existe uma grande quantidade de ruídos, devido à frequência de corte do Ąltro aplicado

não ser baixa o suĄciente, se comparado à frequência de chaveamento do conversor.

Figura 33 Ű Sinais de tensão e corrente na entrada do conversor para condição nominalde funcionamento com Ąltro de linha.



3.4 Ajustes Finais

A Ąm de melhorar os resultados apresentados na seção 3.3, foi aplicado um Ąltro

passa-baixa �� no pino 4 do CI L6561, como apresentado por Adragna (2003b, p. 20), e

observou-se uma substancial melhora no funcionamento do conversor, apresentando uma

frequência de chaveamento aceitável, de acordo com o projetado, e as formas de onda de

tensão e corrente na entrada mostraram a correta atuação da correção do fator de potência

- estes resultados estão presentes no capítulo 4. Conclui-se então que, para montagem em

bancada utilizando protoboard, o Ąltro passa-baixa interno presente no pino 4, apresentado

na Fig. 34, não é o suĄciente, sendo necessária a aplicação de um Ąltro externo com menor

frequência de corte.

Figura 34 Ű Detalhe do Ąltro passa-baixa interno do CI L6561.


Para a implementação do soft-start e o limite de corrente através de realimentação na

malha de controle, trocou-se de posição o resistor �4 com o LED do optoacoplador; desta

forma é possível modiĄcar o valor da corrente circulante no optoacoplador e, com isso,

o sinal adquirido da saída do conversor também pode ser modiĄcado para realização do

controle. O circuito com estas modiĄcações está presente na Fig. 35; o ponto utilizado

para implementação do circuito de soft-start e limite de corrente de saída está indicado

na Fig. 35.

3.4. Ajustes Finais 61

Figura 35 Ű Circuito com Ąltro passa-baixa no pino 4 do CI L6561 e soft-start com reali-mentação de corrente.


Através da Eq. 3.3 obtém-se a frequência de corte do Ąltro passa-baixa interno de,

aproximadamente, 796 ��, enquanto com o Ąltro externo este valor é alterado para

aproximadamente 290 ��.

�� =1

2 · Þ · � · �(3.3)

Para realizar o soft-start adicionou-se o circuito apresentado na Fig. 36, atuando

na realimentação da tensão de saída. Ao ligar o conversor, o capacitor se carrega com

uma constante de tempo proporcional ao valor da sua capacitância e ao valor ôhmico

do resistor em série; devido ao valor da corrente circulante no optoacoplador depender

deste capacitor, a tensão de saída não alcança seu valor nominal até que este esteja

completamente carregado.

Figura 36 Ű Esquema elétrico do circuito de soft-start.


Para obter o valor do limite de corrente na saída, o circuito na Fig. 37 foi aplicado,

protegendo assim o conversor de curto-circuito, o que garante que o valor da corrente


de saída não se eleve a ponto de daniĄcar os componentes projetados para um valor de

corrente máxima especíĄca. Este circuito atua no momento em que a carga exigir um

valor de corrente superior a 1, 7 �, fazendo com que a queda de tensão nos resistores em

série com a saída seja o suĄciente para excitar a base do transistor PNP; desta forma, o

transistor NPN provoca um aumento na corrente circulante do optoacoplador, provocando

uma redução na tensão através do controle do CI L6561.

Figura 37 Ű Esquema elétrico do circuito de limite de corrente.


A Ąm de reduzir o tamanho do circuito e obter melhores resultados com o uso do Ąltro

de linha, foi realizado um novo projeto de indutor acoplado, de forma que a frequência de

chaveamento do conversor operasse a 50� �� em condição nominal.

Os cálculos foram refeitos através do programa no apêndice A.2, resultando em um

��í�� de 0.37 ��4 para esta condição, atendido pelo núcleo EE 30/15/7, cujo �� =

0, 71 ��4, e a indutância do enrolamento primário para se obter os 50 �� desejados é

de 311 Û�. Para as condições de potência do projeto calcula-se um entreferro mínimo

de 0, 26 ��. Utilizando um entreferro de 1 �� calcula-se os números de espiras em

�1 = 64, �2 = 20 e �3 = 10. Os condutores utilizados neste indutor foram os mesmos

apresentados para o indutor anterior, com AWG 22 para o enrolamento primário, AWG

18 para o secundário e AWG 32 para o terceiro enrolamento. A imagem deste indutor

está na Fig. 38.

3.4. Ajustes Finais 63

Figura 38 Ű Detalhe do indutor para chaveamento em 50 ��.


O valor da indutância do enrolamento primário medido neste indutor foi de 370 Û�,

suĄcientemente próximo ao desejado.

Um Ąltro de linha de segunda ordem foi implementado de acordo com o esquema elé-

trico na Fig. 39a, a Ąm de obter uma frequência de corte menor e, aliado à alta frequência

de chaveamento, alcançar uma maior supressão das interferências eletromagnéticas. Este

Ąltro apresentou uma frequência de corte a 3 �� de aproximadamente 7 ��, obtida

experimentalmente.

Para o desenvolvimento deste Ąltro foi utilizado o núcleo EE 20/10/5 para os indutores;

calculou-se o máximo valor de indutância possível para este núcleo com base na corrente

circulante no Ąltro, ou seja, a corrente de entrada do conversor em condição nominal

de potência de saída e mínima tensão de entrada. Com auxílio do script de MATLAB

no apêndice A.2 foi deĄnido um valor de indutância de 1 �� com números de espiras

iguais a 50 para cada enrolamento. O condutor utilizado no enrolamento foi o mesmo

empregado no primário do indutor acoplado do conversor Ćyback, por possuírem mesmo

nível de corrente, o AWG 22.

Os capacitores foram escolhidos de forma a minimizar a frequência de corte, assim

eliminando a maior quantidade possível de componentes em alta frequência.


Figura 39 Ű Segunda versão do Ąltro de linha.

(a) Esquema elétrico.

(b) Implementação.


Implementou-se também um Ąltro de saída, a Ąm de garantir a qualidade de energia

na saída do conversor, conforme o esquema elétrico da Fig.40a. Sua implementação física

está na Fig. 40b.

Figura 40 Ű Filtro de Saída.

(a) Esquema elétrico. (b) Implementação.


3.5 Conclusão

Foram apresentados neste capítulo o desenvolvimento do protótipo e as diĄculdades

encontradas neste processo, realizando-se testes de funcionamento buscando alcançar o

melhor desempenho possível. A partir dos resultados e modiĄcações realizadas no de-

senvolvimento do protótipo nota-se que, apesar dos cálculos realizados a partir da teoria

3.5. Conclusão 65

estarem corretos, algumas modiĄcações devem ser realizadas a Ąm de corrigir alguns fato-

res observados na realização prática do circuito, como ruídos e diferenças nos parâmetros

dos componentes, não considerados no modelo teórico do projeto.

A partir da construção do protótipo, resultados experimentais dos sinais de tensão e

corrente fornecidos pela rede elétrica na entrada do conversor puderam ser observadas,

assim como o sinal PWM de acionamento da chave e o sinal de tensão de saída, onde

pode-se constatar o funcionamento do conversor.

A seguir, no Capítulo 4, serão apresentados os resultados experimentais obtidos.

67

4 Resultados

Neste capítulo serão apresentados os resultados experimentais obtidos através cons-

trução de um protótipo.

Foram realizados testes três condições de carga: mínima, normal e máxima. Para cada

caso, os sinais de tensão na entrada do conversor e na saída do mesmo são analisados,

além do sinal da corrente de entrada.

A atuação do Ąltro de linha para o sinal de corrente de entrada e a correção do fator

de potência serão apresentados.

A análise da taxa de distorção harmônica do sinal de corrente com valores de uma

fonte comercial, operando com a mesma potência do conversor desenvolvido também é

apresentada.

O espectro harmônico do sinal de corrente de entrada no conversor é apresentado

através da utilização da FFT.

Por Ąm, imagens do roteamento da placa do circuito construído são mostradas.

4.1 Tensão de Saída

O sinal da tensão observado na saída do conversor, com a devida aplicação do circuito

de soft-start, está presente na Fig. 41a. Nota-se que não ocorre um overshoot, ou pico

de tensão, tão elevado quanto o observado na seção 3.3 na Fig. 28, obtendo assim um

resultado satisfatório no momento de partida do conversor em situação crítica, ou seja,

em carga mínima.

Elevando-se a carga para condição nominal observa-se a presença do ripple no sinal,

caracterizado pela linha mais espessa presente no sinal da Fig. 41b; no momento de

comutação da carga ocorre uma queda de 5 � na tensão de saída, então o circuito de

controle atua normalizando a saída para tensão nominal de 30 � .

68 Capítulo 4. Resultados

Figura 41 Ű Sinal de tensão de saída do conversor.

(a) Durante a partida do conversor em carga mínima.

(b) Comutação de carga mínima para carga de condiçãonominal.


Aplicando uma carga com valor ôhmico de 10 Ω, o circuito de limite de corrente atua,

forçando uma queda na tensão de saída do conversor de forma que a corrente de saída não

exceda o valor de 1, 7 � e, assim, protegendo os enrolamentos do indutor e componentes

projetados para esta condição máxima. O sinal de saída para este caso está presente na

Fig. 42.

Figura 42 Ű Sinal da tensão de saída do conversor em condição de carga elevada acima danominal.


4.2. Frequência de Chaveamento 69

4.2 Frequência de Chaveamento

A frequência de chaveamento atingiu o valor esperado com base no projeto, no qual o

valor mínimo obtido foi de 48, 34 �� em condição de carga nominal, e a maior frequência

alcançou 363, 9 �� ao aplicar carga mínima na saída. Os sinais de chaveamento que

demonstram estes resultados estão na Fig. 43.

Com a frequência de chaveamento devidamente ajustada para níveis muito superiores

aos 20 ��, o ruído audível observado anteriormente foi eliminado, e também foi possível

reduzir o volume do indutor necessário para funcionamento.

Figura 43 Ű Comparação dos sinais PWM de chaveamento em diferentes condições decarga de saída.

(a) Frequência máxima em condição de carga mí-nima.

(b) Frequência mínima em condição de carga má-xima.


4.3 Tensão e Corrente de Entrada

Para observar, graĄcamente, a correção do fator de potência, e também a atuação do

Ąltro de linha, são apresentados os sinais de tensão e corrente presentes na rede elétrica.

As Figuras 44 a 55 ilustram estes sinais para diferentes níveis de tensão na rede elétrica

e carga aplicada no conversor.

Os resultados foram obtidos para quatro níveis de tensão na entrada: 90 � , 127 � , 220

� e 240 � ; para se obter estas tensões foi utilizado um VARIAC. Cada um apresentando

três condições na carga de valor ôhmico aplicado na saída do conversor: Mínima com 200

Ω, média com 67 Ω e nominal com 20 Ω de carga. Em cada caso é realizada a comparação

visual do sinal de corrente na rede elétrica, sem e com a atuação do Ąltro de linha.

Para se obter os sinais de tensão e corrente na entrada do conversor utilizou-se os

instrumentos conforme é apresentado no esquema elétrico da Fig. 26.


Figura 44 Ű Sinais de tensão e corrente na entrada do conversor alimentado com 90 � ecom carga de valor ôhmico igual a 200 Ω.

(a) Sinal de tensão e corrente sem Ąltro. (b) Sinal de corrente com Ąltro.








4.3. Tensão e Corrente de Entrada 71










4.3. Tensão e Corrente de Entrada 73










Através dos sinais obtidos, apresentados nas Figuras 44 a 55, observa-se que houve

a correção do fator de potência, onde o sinal de corrente apresenta uma forma senoidal


e aparece em fase com a forma de onda da tensão. O Ąltro de linha removeu ruídos

indesejáveis do sinal, porém, distorceu o sinal de corrente. Nos casos de tensão de entrada

de 220 � e 240 � houve uma maior quantidade de ruídos e a atuação do Ąltro provocou

uma distorção maior em comparação com os casos de menor valor de tensão de entrada;

é também nestes casos onde se nota o maior volume de interferências, resultado este

esperado, de acordo com Adragna (2003a).

Devido ao uso de um VARIAC para realizar a variação no valor da tensão de entrada,

conforme apresentado na Fig. 56, este associa um indutor em série entre a rede elétrica e

o conversor, atuando como um Ąltro do sinal de corrente. Isto contribui para a melhora

na qualidade do sinal de corrente observado para os casos de 240 � de tensão de entrada,

Figuras 53 a 55, em comparação com os sinais observados para os casos de 220 � de

tensão de entrada, Figuras 50 a 52.

Figura 56 Ű Esquema elétrico da ligação do VARIAC com o conversor Ćyback.


4.4 Fator de Potência e EĄciência

A Ąm de se obter a análise quantitativa do fator de potência e eĄciência do conversor

projetado, foram realizadas medidas dos valores eĄcazes nos sinais de tensão, corrente

e potência ativa na entrada do conversor, bem como os valores de tensão e corrente de

saída. Desta forma foi possível comparar o valor da potência de entrada com o valor da

potência de saída, obtendo a eĄciência do conversor. Com os valores de potência ativa e

aparente, determina-se o valor do fator de potência do conversor, visto pela rede elétrica,

como apresentado na seção 2.5. O esquema elétrico das ligações dos instrumentos de

medição está presente na Fig. 57; tomou-se o cuidado para que os equipamentos fossem

true RMS para resultados mais conĄáveis.

4.4. Fator de Potência e EĄciência 75

Figura 57 Ű Esquema elétrico das ligações dos instrumentos para ensaio do fator de po-tência e eĄciência do conversor.


Os ensaios foram realizados para tensões de entrada com valores eĄcazes de 90 � ,

127 � , 220 � e 240 � com diferentes níveis de carga, os resultados destes testes foram

organizados nas Tabelas 2, 3, 4 e 5.

Tabela 2 Ű Tabela com resultados do ensaio para tensão de entrada de 90 � .

Carga [Ω] Vin [V] Iin [A] Pin [W] fp Vout [V] Iout [A] Pout [W] η

3000 90,6 0,044 1 0,25 30,8 0,01 0,31 0,31196 90,6 0,1 7 0,77 30,7 0,14 4,30 0,6199 90,2 0,157 12 0,85 30,7 0,29 8,90 0,7467 90,2 0,21 16 0,84 30,5 0,43 13,12 0,8265 90,3 0,214 17 0,88 30,5 0,44 13,42 0,7955 90,2 0,248 20 0,89 30,5 0,53 16,17 0,8150 90,3 0,269 22 0,91 30,5 0,59 18,00 0,8243 89,9 0,31 25 0,90 30,5 0,69 21,05 0,8440 90 0,327 27 0,92 30,5 0,74 22,57 0,8435 89,5 0,369 31 0,94 30,3 0,84 25,45 0,8233 89,8 0,39 32 0,91 30,5 0,89 27,15 0,8530 89,3 0,432 36 0,93 30,5 1,00 30,50 0,8526 88,9 0,492 42 0,96 30,5 1,14 34,77 0,8323 88,8 0,559 49 0,99 30,2 1,29 38,96 0,8021 88,9 0,59 52 0,99 30,5 1,45 44,23 0,8519 88,9 0,592 52 0,99 30,5 1,54 46,97 0,90





3000 128 0,039 3 0,60 30,8 0,01 0,31 0,10196 128 0,076 6 0,62 30,7 0,14 4,30 0,7299 127 0,114 12 0,83 30,7 0,29 8,90 0,7467 127 0,151 16 0,83 30,5 0,43 13,12 0,8265 127 0,153 17 0,87 30,5 0,44 13,42 0,7955 127 0,178 19 0,84 30,5 0,53 16,17 0,8550 127 0,191 21 0,87 30,5 0,58 17,69 0,8443 127 0,217 24 0,87 30,5 0,69 21,05 0,8840 127 0,231 26 0,89 30,5 0,73 22,27 0,8635 127 0,258 30 0,92 30,3 0,84 25,45 0,8533 127 0,272 32 0,93 30,5 0,88 26,84 0,8430 127 0,3 36 0,94 30,5 1,00 30,50 0,8526 127 0,34 41 0,95 30,5 1,13 34,47 0,8423 127 0,382 47 0,97 30,2 1,28 38,66 0,8221 127 0,428 53 0,98 30,5 1,44 43,92 0,8319 127 0,456 57 0,98 30,5 1,57 47,89 0,84




3000 221 0,037 3 0,37 31 0,01 0,31 0,10196 220 0,071 9 0,58 30,9 0,14 4,33 0,4899 220 0,093 14 0,68 30,8 0,29 8,93 0,6467 220 0,117 18 0,70 30,7 0,43 13,20 0,7365 220 0,117 18 0,70 30,8 0,44 13,55 0,7555 220 0,132 21 0,72 30,7 0,53 16,27 0,7750 220 0,141 22 0,71 30,7 0,59 18,11 0,8243 220 0,157 25 0,72 30,7 0,69 21,18 0,8540 220 0,165 27 0,74 30,6 0,74 22,64 0,8435 219 0,18 30 0,76 30,7 0,84 25,79 0,8633 219 0,19 32 0,77 30,7 0,89 27,32 0,8530 219 0,205 35 0,78 30,7 1,00 30,70 0,8826 219 0,229 39 0,78 30,7 1,14 35,00 0,9023 219 0,252 44 0,80 30,6 1,29 39,47 0,9021 219 0,277 50 0,82 30,6 1,45 44,37 0,8919 219 0,288 53 0,84 30,3 1,54 46,66 0,88


4.4. Fator de Potência e EĄciência 77



3000 241 0,023 1 0,18 31,2 0,01 0,31 0,31196 240 0,06 7 0,49 31 0,14 4,34 0,6299 240 0,074 11 0,62 30,9 0,29 8,96 0,8167 240 0,093 15 0,67 30,7 0,43 13,20 0,8865 240 0,095 16 0,70 30,9 0,44 13,60 0,8555 240 0,107 19 0,74 30,7 0,54 16,58 0,8750 240 0,113 21 0,77 30,6 0,60 18,36 0,8743 240 0,127 25 0,82 30,6 0,69 21,11 0,8440 240 0,133 26 0,81 30,7 0,74 22,72 0,8735 240 0,148 30 0,84 30,7 0,84 25,79 0,8633 240 0,155 32 0,86 30,6 0,89 27,23 0,8530 239 0,17 35 0,86 30,7 1,00 30,70 0,8826 239 0,19 39 0,86 30,7 1,14 35,00 0,9023 239 0,21 43 0,86 30,4 1,29 39,22 0,9121 238 0,234 49 0,88 30,7 1,44 44,21 0,9019 238 0,25 53 0,89 30,7 1,54 47,28 0,89


Os gráĄcos das Fig. 58 e 59 foram realizados a partir das Tabelas, apresentando

uma comparação do fator de potência e eĄciência entre os diferentes níveis de valores de

corrente de saída e valores de tensões de entrada.

Figura 58 Ű GráĄco relacionando o fator de potência e corrente de saída para diferentesvalores de tensão de entrada.



Figura 59 Ű GráĄco relacionando a eĄciência e corrente de saída para diferentes valoresde tensão de entrada.


A partir dos gráĄcos e Tabelas nota-se um bom resultado no valor do fator de potência,

se comparado à ponte retiĄcadora convencional, que possui um fator de potência em torno

de 0, 5; mesmo no pior caso, em condição de valor de corrente de saída superior a 0, 5 �,

obteve-se um fator de potência superior a 0, 7. Conforme o esperado para menores valores

de tensão de entrada obteve-se um melhor desempenho na correção de fator de potência,

assim como em condições mais próximas a nominal.

A eĄciência do conversor, que foi considerada para termos de projeto em 0, 85, apre-

sentou um resultado muito próximo ao esperado, entre 0, 8 e 0, 9 para maior parte das

condições testadas, tanto em relação à tensão de entrada quanto à corrente de saída.

No entanto, é possível alcançar valores mais elevados de eĄciência considerando chaves e

MOSFETs mais eĄcientes, com tensão direta de condução e resistência equivalente meno-

res, e velocidade de comutação mais rápida.

O conversor mostrou resultados satisfatórios apresentando valores de eĄciência próxi-

mos ao considerado na etapa de projeto, e fator de potência corrigido chegando a 0, 99,

porém apresentando desempenho reduzido em tensões de entrada acima dos 200 � , con-

forme o esperado.

4.5. Distorção Harmônica Total 79

4.5 Distorção Harmônica Total

Ensaios para obter o valor da THD foram realizados, sendo assim possível analisar a

ação do Ąltro de linha através da análise espectral do sinal de corrente; os valores dos re-

sultados de determinação da THD do conversor Ćyback apresentados neste trabalho foram

comparados aos valores obtidos em uma fonte sem PFC em mesmo nível de potência.

Neste teste foi utilizada uma tensão de entrada de 115 � em condição nominal, com 45

� na saída do conversor, o valor de corrente dos resultados apresentados estão 10 vezes

menores que os reais devido a atenuação da ponteira do osciloscópio.

A comparação visual dos sinais de corrente e tensão, com e sem a presença de Ąltro

de linha, realizados neste experimento, está na Fig. 60.

Figura 60 Ű Sinais de entrada do conversor alimentado com tensão de 115 � e potênciade 45 � .

(a) Sinal de tensão e corrente sem Ąltro. (b) Sinal de tensão e corrente com Ąltro.


Nota-se uma grande melhora com a presença do Ąltro, principalmente na forma de

onda do sinal de corrente. Este resultado também pode ser observado através da aná-

lise em frequência, presente na Fig. 61, obtida através da aplicação da FFT no sinal,

onde observa-se que, sem a aplicação do Ąltro de entrada, os sinais de ruído espalham-se

pelo espectro, enquanto com Ąltro os principais componentes são os harmônicos ímpares

iniciais, além da frequência fundamental de 60 ��.


Figura 61 Ű Espectro harmônico do sinal de corrente na entrada do conversor.

(a) Sem Ąltro de linha. (b) Com Ąltro de linha.


Componentes próximos ao valor da frequência de chaveamento de 50 �� e seus

harmônicos também estão presentes, como espera-se em fontes chaveadas, apresentados

na Fig. 62; com a aplicação do Ąltro, as componentes harmônicas da frequência de

chaveamento são suprimidas quase em sua totalidade, enquanto a componente em 50

�� sofre uma atenuação considerável de aproximadamente 15 ��.

Figura 62 Ű Espectro harmônico do sinal da corrente de entrada do conversor, componen-tes próximas ao valor de 50 ��.

(a) Sem Ąltro de linha. (b) Com Ąltro de linha.


Os mesmos testes foram realizados para uma fonte sem PFC, com as mesmas condições

de entrada e saída; comparações entre os dois casos estão presentes nas Fig. 63 e 64.

4.5. Distorção Harmônica Total 81

Figura 63 Ű Comparação entre os sinais de entrada dos conversores retiĄcador monofásicoe Ćyback.

(a) RetiĄcador monofásico. (b) Flyback atuando com PFC.


Figura 64 Ű Espectro harmônico do sinal de corrente na entrada para os conversores reti-Ącador monofásico e Ćyback.

(a) RetiĄcador monofásico. (b) Flyback atuando com PFC.


Observa-se que a fonte com retiĄcador sem PFC possui uma quantidade muito maior

de harmônicos e, portanto, degrada a qualidade de energia, realizando um uso pouco

eĄciente desta. Através da teoria apresentada na seção 2.4, calculou-se o valor da THD

de ambas as fontes, coletando a informação de amplitude de 25 harmônicas do sinal da

corrente, no qual o conversor Ćyback com PFC apresentou um �� ≈ 13 %, enquanto

a fonte sem PFC obteve um �� ≈ 115 %. O fator de potência da fonte sem PFC

foi obtido utilizando-se o método apresentado na Fig. 57, encontrando um �� = 0, 55;

aplicando o valor da THD para obter o fator de potência resulta-se em um �� = 0, 65,

mostrando que, além da distorção harmônica, a fonte sem PFC apresenta também um

pequeno deslocamento de fase entre tensão e corrente. Nestas condições o conversor com

PFC apresentou um fator de potência superior a 0,9.

Estes ensaios mostram como a fonte com correção ativa de fator de potência alcança

melhores resultados de qualidade de energia.


4.6 Placa de Circuito Impresso

Com os testes concluídos e o conversor apresentando resultados satisfatórios, foi reali-

zado o roteamento da placa de circuito impresso no software ALTIUM. Utilizando como

limite dimensões máximas de 8�� x 8�� x 3��, e empregaram-se placas separadas para o

circuito de controle e Ąltro de entrada, que se conectam à placa de potência. Os modelos

Ąnais dos circuitos do Ąltro de linha, controle e potência estão nas Fig. 65, 66 e 67. Os

roteamentos das placas estão no apêndice B.

Figura 65 Ű Modelo da PCI do Ąltro de linha.

(a) Vista superior.

(b) Vista inferior.


4.6. Placa de Circuito Impresso 83

Figura 66 Ű Modelo da PCI do circuito de controle.

(a) Vista superior.

(b) Vista inferior.



Figura 67 Ű Modelo da PCI do circuito de potência, montagem Ąnal.

(a) Vista superior.

(b) Vista de ângulo.


Adicionaram-se chaves do tipo PTH, para que no momento da montagem do circuito

fosse possível realizar testes sem a necessidade de soldagem dos componentes SMD. Uma

blindagem foi adicionada, de modo a separar a parte de entrada do conversor da parte

de saída. Uma placa adicional para realimentação de corrente foi prevista no circuito

4.7. Conclusão 85

de controle, para possíveis modiĄcações no nível de corrente de saída; trimpots também

foram adicionados ao circuito de controle para modiĄcar os níveis de tensão de saída.

Conectores para utilização de LEDs externos também foram adicionados. Com estas

adições o conversor se torna mais versátil, com a possibilidade de modiĄcações futuras

nos níveis de tensão e corrente.

As dimensões Ąnais são de 8 �� x 6, 5 �� x 3 ��, em comparação com uma fonte

comercial de 65 � com dimensões de 8 �� x 8 �� x 3 ��; mostra-se que o projeto do

conversor Ćyback apresentado possui dimensões dentro dos padrões comerciais.

4.7 Conclusão

Apresentaram-se neste capítulo os resultados Ąnais do conversor em diferentes situa-

ções de carga, observando os valores de tensão e corrente de entrada e saída, frequência de

chaveamento, as potências ativa e aparente na entrada e a potência de saída, sendo assim

possível calcular a eĄciência e o fator de potência da fonte chaveada proposta. Também

foi realizado testes e comparações a cerca da distorção harmônica do conversor proposto,

com correção de fator de potência, e de um conversor sem esta característica.

Com a análise destes resultados mostra-se que o conversor alcançou o proposto nas

etapas de projeto, com frequência de chaveamento próxima ao esperado, assim como

sua eĄciência. O fator de potência mostrou resultados coerentes com o apresentado por

Adragna (2003a), onde os melhores resultados são atingidos nas condições de menor tensão

de entrada e carga nominal. A comparação com o valor de THD da fonte comercial sem

PFC demonstra algumas das vantagens da utilização de um CI capaz de realizar a correção

do fator de potência.

O projeto da placa de circuito impresso também foi apresentado, mostrando dimensões

coerentes com o encontrado comercialmente.

No capítulo 5 serão apresentadas as conclusões gerais e sugestões de trabalhos futuros

para continuação do projeto desenvolvido neste trabalho.

87

5 Discussões e Conclusões Gerais

A utilização do circuito integrado modelo L6561 foi satisfatório. Este componente

apresenta na sua estrutura interna tudo que é necessário para o controle do conversor

Ćyback atuar como um conversor AC/DC com correção ativa do fator de potência.

O desenvolvimento de uma estrutura de programação no software MATLAB permite

a rápida determinação dos valores dos componentes presentes no circuito, se houver a

necessidade de alteração de dados no projeto, o programa recalcula os novos valores dos

componentes, reduzindo e agilizando o tempo de cálculo.

Apesar do dimensionamento dos valores dos componentes, os mesmos necessitam de

pequenos ajustes, pois os valores teóricos calculados são distintos dos valores práticos.

Neste sentido, é necessário pequenas regulagens no circuito.

O circuito de snubber nas chaves ajuda a reduzir a propagação de sinais de ruídos em

alta frequência no circuito do conversor. O mesmo ocorre em relação ao sinal de corrente

de realimentação presente na chave do conversor Ćyback, que necessita de Ąltragem para

ser aplicado ao CI L6561, no pino 4. Apesar do mesmo possuir internamente um Ąltro

passa-baixa, é necessário a implementação de um Ąltro externo para melhorar a qualidade

do sinal.

A utilização de componentes do tipo SMD reduz o tamanho físico do conversor, além

disso, o aumento de frequência de operação deste contribui para a redução do valor de

indutância do indutor acoplado, e assim, o volume do seu núcleo.

O circuito de soft-start é importante para a redução do overshoot do sinal da tensão

de saída do conversor Ćyback. É através dele que o valor de tensão de saída, no momento

da energização da fonte, não ultrapasse o valor de projeto. Isto protege a carga contra

sobretensões quando o conversor é ligado.

Para se evitar sobre corrente na saída do conversor Ćyback é necessário a utilização de

um circuito de proteção contra valores altos de corrente. Isto é importante para se evitar

danos ao circuito do conversor, e queima de componentes.

A Ąm de melhorar a qualidade do sinal de tensão de saída do conversor Ćyback um

Ąltro �� foi adicionado. Com isso melhores resultados no sinal da tensão de saída foram

obtidos.

A existência do Ąltro de linha na entrada do conversor Ćyback é fundamental para a

melhoria da qualidade do sinal de corrente na rede elétrica. Através dele, o aspecto do

sinal torna-se mais senoidal e com menos ruído. Apesar dessa característica positiva, o

Ąltro utilizado no protótipo provocou variações no valor do fator de potência e distorções

no sinal da corrente, sendo assim necessário um melhor projeto do mesmo.

Os resultados obtidos dos valores de eĄciência e fator de potência foram satisfatórios,

principalmente quando comparados aos resultados de utilização de uma fonte comum,

88 Capítulo 5. Discussões e Conclusões Gerais

sem correção ativa do fator de potência. Pode-se encontrar vantagens na utilização de

fontes com correção ativa do fator de potência.

O projeto da fonte chaveada foi satisfatório, alcançando os valores dos parâmetros

estipulados e apresentando bons resultados experimentais.

5.1 Trabalhos Futuros

No que se refere a futuros trabalhos, existe a oportunidade de se implementar o circuito

realizado no ALTIUM, com melhorias no Ąltro de linha e aumento da eĄciência utilizando

MOSFETs e diodos com melhores características de condução.

89

Referências

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90 Referências

TREVISO, C. H. G. Apostila de eletrônica de potência. Curso de Engenharia Elétrica -UEL. 2006. 31, 32, 37

91

APÊNDICE A Ű Cálculos de

projeto no MATLAB

A.1 Programa em MATLAB para dimensionamento

dos componentes do circuito

1 c l e a r a l l ;

2 c l c ;

3 % −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−4

5 %1 Design E s p e c i f i c a t i o n s

6 Vacmin = 88 ;

7 Vacmax = 264 ;

8 dropmax = 4 ; %Queda da tensão de entrada

9 fL = 50 ; %Frequência mínima da rede

10 Vout = 30 ;

11 Iout = 1 . 5 ;

12 dVo = 1 ; %Maximo r i p p l e de sa ída

13 Vf = 1 . 1 ; %Queda no diodo de sa ída

14 % −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−15

16 %2 Pre−des ign Choices

17 fswmin = 25 e3 ; %Frequência mínima de chaveamento

18 VR = 100 ; %Tensão r e f l e t i d a

19 dV = 70 ; %Sobretensão de indutânc ia

20 e f i c i e n c i a = 0 . 8 5 ;

21 % −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−22

23 %3 Pre l iminary Ca l cu l a t i on s

24 Vpkmin = Vacmin∗ s q r t (2 )−dropmax ;

25 Vpkmax = Vacmax∗ s q r t (2 ) ;

26 Pout = Vout∗ Iout ;

27 Pin = Pout/ e f i c i e n c i a ;

28 Kv = Vpkmin/VR;

29

30 func1 = @( te ta ) s i n ( t e ta ) . / ( 1 + Kv. ∗ s i n ( t e ta ) ) ;

31 F1 = i n t e g r a l ( func1 , 0 , 3 . 1415) / p i ;

32

33 func2 = @( te ta ) ( s i n ( t e ta ) ) . ^ 2 . / ( 1 + Kv.∗ s i n ( t e ta ) ) ;


35


92 APÊNDICE A. Cálculos de projeto no MATLAB


38



41



44

45 hfunc2 = @( te ta ) ( ( s i n ( t e ta ) . ^ 2 . ∗ cos (2∗ t e t a ) ) ./(1+Kv∗ s i n ( t e ta ) ) ) ;

46 H2 = abs ( i n t e g r a l ( hfunc2 , 0 , 3 . 1415) / p i ) ;

47 % −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−48

49 %4 Operating Ca l cu l a t i on s

50 Ipkp = (2∗ Pin ) /(Vpkmin∗F2) ;

51 Irmsp = Ipkp∗ s q r t (F2/3) ;

52

53 Ipks = (2∗ Iout ) /(Kv∗F2) ;

54 Irmss = Ipks ∗ s q r t (Kv∗F3/3) ;

55 % −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−56

57 %5 Transformer Pre l iminary

58 Lp = Vpkmin/((1+Kv) ∗ fswmin∗ Ipkp ) ;

59 n = VR/( Vout+Vf ) ;

60 APmin1 = ((460∗ Pin ) /( fswmin∗(1+Kv) ∗ s q r t (F2) ) ) ^1 . 316 ;

61 Jh = (1.87+1.26∗Kv) /(1+0.55∗Kv) ∗1e −5;

62 Je = (1.88+1.06∗Kv) /(1+0.34∗Kv) ∗1e −10;

63 APmin2 = ((460∗ Pin ) /( fswmin∗(1+Kv) ∗ s q r t (F2) ) ) ^1 .585∗ ( Jh∗ fswmin+Je∗ fswmin ^2)

^ 0 . 6 6 ;

64

65 i f APmin2 > APmin1

66 APmin = APmin2 ;

67 e l s e APmin = APmin1 ;

68 end

69 AP = s p r i n t f ( ŠAP minimo de %.3 f cm^4 e Lp = %.2 f uH Š ,APmin , Lp∗1 e6 )

70 %−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−71

72 %6 MOSFET s e l e c t i o n

73 VMos = Vpkmax + VR +dV;

74 Vdsmax = s p r i n t f ( ŠMOSFET com Vds minimo de %.2 f V Š ,VMos)

75 Rdsmax = s p r i n t f ( Š Rdson maximo de %.5 f Ohms para perdas maximas de 5%% da

potenc ia de entrada Š , 0 . 5∗ Pin ∗0 .05/ Irmsp ^2)

76 % −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−77

78 %7 Catch Diode

79 Vrevmax = Vpkmax/n + Vout ;

80 I f = 0 .4∗ Ipks ;

81 Pdiodo = 0.48∗ Iout +0.013∗ Irmss ^2 ;

A.1. Programa em MATLAB para dimensionamento dos componentes do circuito 93

82

83 CatchDiode = s p r i n t f ( Š Diodo com tensao r eve r s a minima de %.2 f V; co r r en t e

de %.2 f A e d i s s i p a c a o de potenc ia de %.2 f WŠ ,Vrevmax , I f , Pdiodo )

84 %−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−85

86 %8 Output Capacitor S e l e c t i o n

87 Coutmin = 1/( p i ∗ fL ) ∗H2/F2∗ Iout /dVo ∗ 1e6 ;

88 CapOut = s p r i n t f ( Š Capacitor de sa ida minimo de %.2 f uF Š , Coutmin )

89 %−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−90

91 %9 Clamp network

92 Vcl = VR+dV;

93 ClampVoltage = s p r i n t f ( Š Tensao r eve r s a minima do diodo de Clamp %.2 f V Š ,

Vcl )

94 P t r a n s i l = s p r i n t f ( Š Potencia do diodo Clamp %.2 f WŠ , ( Vcl∗(1+Kv) ∗F2∗0 .02∗Lp

∗ Ipkp ^2∗ fswmin ) /(2∗ ( Vcl−VR) ) ) %Indutanc ia 2% da indutânc ia pr imár io

95 DiodeBlock = s p r i n t f ( Š Tensao %.2 f V e Corrente %.2 f A Š , VMos, Irmsp )

96 %−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−97

98 %10 M u l t i p l i e r b i a s and sense r e s i s t o r s e l e c t i o n

99 Vmultpkmax = 2 . 7 2 ;

100

101 Vmultpkmin = Vmultpkmax∗Vpkmin/Vpkmax ;

102 Vcxpk = 1.65∗ Vmultpkmin ;

103 i f Vcxpk > 1 .6

104 show = s p r i n t f ( Š Refazer c a l c u l o s para Vcxpk , reduzindo o va lo r de

tensao de Vmultpkmax Š )

105 e l s e

106 Kp = Vmultpkmax/Vpkmax ;

107 Rs_ = s p r i n t f ( Š R e s i s t o r s enso r de co r r en t e maximo Rs = %.3 f ohms Š , Vcxpk/

Ipkp )

108 Rs = Vcxpk/Ipkp ;

109 Ps = s p r i n t f ( Š Potencia de d i s s i p a c a o no Rs = %.3 f WŠ , Rs∗ Ipkp ^2∗F2/3)

110 end

111

112 I d i v i d e r = 120e −6;

113 d i v i d e r r a t i o = Vmultpkmax/Vpkmax ;

114 Rlower = Vmultpkmax/((1+Kp) ∗ I d i v i d e r ) /1000 ;

115 Rupper = (Vpkmax/ I d i v i d e r − Rlower ) /1 e6 ;

116 Rdivider = s p r i n t f ( ŠOs r e s i s t o r e s para d i v i s a o de tensao no pino MULT(3)

sao R_upper = %.2 f Mohms e R_lower = %.2 f kohms Š , Rupper , Rlower )

117 % −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−118

119 %11 Feedback and Control Loop

120 CTRmax = 1 ; %Ganho máximo do optoacoplador

121 CTRmin = 0 . 5 ; %Ganho mínimo do optoacoplador

122 I c o l l e c t o r = 1e −3; %Corrente de c o l e t o r do optoacoplador

94 APÊNDICE A. Cálculos de projeto no MATLAB

123

124 R5 = 2.5/ I c o l l e c t o r

125 R4 = (Vout−1−2.5) /2 .5∗CTRmin∗R5 %R4 < (Vout−1−2.5) /2 .5∗CTRmin∗R5

126 R2 = 2.5/ I c o l l e c t o r

127 R1 = (Vout −2.5) /2 .5∗R2

128 R6 = R5+R5/R4∗CTRmax∗dVo/40e−6 %R6 > R5+R5/R4∗CTRmax∗dVo/40e−6

129 R3 = R1/5

130

131 C1 = 83 .3 e−12∗R1

A.2 Programa em MATLAB para cálculo do indutor

acoplado

1 u0 = 4∗ pi ∗1e −7; %N/A^2

2

3 % NEER 28/17/12

4 l e = 75 .5 e −3; %m

5

6 Ae = 81 .4 e −6; %m^2

7

8 h = 1 2 . 5 3 ; %mm

9 l = 2 1 . 2 ; %mmm

10 c = 9 . 9 ; %mm

11

12 % % EE 30/15/7

13 % l e = 67e −3; %m

14 %

15 % Ae = 60.4 e −6; %m^2

16 %

17 % h = 9 . 7 ; %mm

18 % l = 1 9 . 5 ; %mmm

19 % c = 7 . 2 ; %mm

20

21

22 % −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−23 AP = (Ae∗1 e4 ) ∗(h∗1e−1) ∗ ( ( l−c ) ∗1e−1) %cm^4

24 s p r i n t f ( Š Área pro j e tada para e s t e trans formador %.3 f cm^4 Š ,AP)

25 % −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−26

27 l g = 1e −3; %m

28

29

30 E = 0.5∗Lp∗ Ipkp ;

31 Al = Ae^2∗0.3^2/(2∗E) ;

32 % l g = u0∗Ae/Al ;

33 s p r i n t f ( ŠGap do trans formador no mínimo %.3 f mmŠ , l g ∗1000)

A.2. Programa em MATLAB para cálculo do indutor acoplado 95

34

35 Al = u0∗Ae/ l g

36 N1 = s qr t (Lp/Al )

37 N2 = N1/n

38 N3 = 15∗N2/Vout

39

40 %Area do cobre

41 Kj = 397 ; %EE

42 x = 0 . 1 2 ;

43 J = Kj∗AP^(−x ) ;

44 Acup = Irmsp/J ;

45 Acus = Irmss /J ;

46 Acu = s p r i n t f ( ŠAs áreas do cobre são Acup = %.6 f cm^2 e Acus = %.6 f cm^2 Š ,

Acup , Acus )

97

APÊNDICE B Ű Roteamento das

placas de circuito impresso no

software ALTIUM

B.1 Esquemas elétricos dos circuitos implementados

no software ALTIUM

Figura 68 Ű Esquema elétrico do Ąltro de linha para roteamento.


98 APÊNDICE B. Roteamento das placas de circuito impresso no software ALTIUM

Figura 69 Ű Esquema elétrico do circuito de controle para roteamento.


Figura 70 Ű Esquema elétrico do circuito de potência para roteamento.


B.2. Roteamento da PCI do Ąltro de linha 99

B.2 Roteamento da PCI do Ąltro de linha

Figura 71 Ű PCI do Ąltro de linha.


Figura 72 Ű Top layer da PCI do Ąltro de linha.


Figura 73 Ű Bottom layer da PCI do Ąltro de linha.



B.3 Roteamento da PCI do circuito de controle

Figura 74 Ű PCI do circuito de controle.


Figura 75 Ű Top layer da PCI do circuito de controle.


Figura 76 Ű Bottom layer da PCI do circuito de controle.


B.4. Roteamento da PCI do circuito de potência 101

B.4 Roteamento da PCI do circuito de potência

Figura 77 Ű PCI do circuito de potência.


Figura 78 Ű Top layer da PCI do circuito de potência.



Figura 79 Ű Bottom layer da PCI do circuito de potência.


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