Electrónica II 05_06/E2 Aulas... · Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Objectivos da...

Electrónica II2º Ano2º SemestreDepartamento de Engenharia ElectrotécnicaEscola Superior de Tecnologia de Viseu

Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV �

Apresentação da disciplina� Docente

� Luís Filipe Carvalho Simões

� Gabinete� 15

� E-mail� [email protected]

� Página pessoal� www.estv.ipv.pt/paginaspessoais/lfcsimoes *

* caso a documentação seja disponibilizada noutro endereço, essa informação será dada nas próximas aulas


Objectivos da disciplina

� Aquisição de competências na área da electrónica analógica com especial incidência na análise de circuitos com transístores a frequências médias.

� Compreensão das metodologias de simulação de circuitos.

� Projecto de circuitos simples de electrónica em particular montagens amplificadoras.

� Compreensão dos vários elementos constituintes de um sistema electrónico completo.


Funcionamento de Electrónica2

� A disciplina divide-se em:

� Aulas Teóricas;

� Aulas Teorico-Práticas

� Aulas Práticas


Bolonha – novo paradigma de ensinoO regime de créditos em vigor nas universidades portuguesas desde 1980 (Decreto-Lei 173/80 de 29 de Maio) é baseado em “horas de contacto”, em que uma Unidade de Crédito corresponde a 15h de aulas teóricas ou 22h de aulas teórico-práticas ou 40h de aulas práticas.

-modelo centrado no professor e na transmissão de conhecimento. Valorizando excessivamente as aulas teóricas e desvalorizando, em contrapartida, as aulas práticas e laboratoriais, induzindo, ao longo dos tempos um conjunto crescente de efeitos perversos. -incentivou uma pedagogia transmissiva e desincentivou uma pedagogia da actividade e da autonomia. -estimulou as tendências livrescas e de mera acumulação de informação.-constitui agora um sério obstáculo a uma pedagogia de qualidade.

Hoje em dia, a generalidade das licenciaturas portuguesas caracteriza-se por um modelo de ensino com aulas teóricas expositivas (para “transmitir” conhecimentos), aulas teóricopráticas para a resolução de problemas (aplicando a teoria “transmitida”) e aulas práticas dirigidas para actividades normalmente descontextualizadas, repetitivas e muito circunscritas a pequenas fatias de “matéria”.

De um modo geral não são usados, nem mesmo a nível experimental, modelos centrados no aluno e mais estimulantes da iniciativa e da criatividade.Num contexto em que a informação, mesmo a informação científica especializada, estáuniversalmente acessível graças às novas tecnologias das comunicações e à Internet, a função que a universidade exerceu ao longo de séculos de repositório privilegiado do conhecimento e instância por excelência da sua transmissão, vê a sua importância diminuída face aos novos desafios que se lhe colocam na emergente “sociedade do conhecimento”.


Bolonha – novo paradigma de ensinoNovos modelos pedagógicos, tais como a aprendizagem baseada na resolução de problemas ou baseada em projectos têm vindo a ser experimentados com sucesso em domínios como as engenharias e a medicina, baseando-se não num paradigma de transmissão passiva, de absorção, do saber, antes num paradigma de aprendizagem guiada mas autónoma por parte do aluno, em que este é um construtor da sua própria aprendizagem.

Neste contexto as aulas deixam de ser a fonte única de informação que determina o esforço pedido ao aluno para a apreender. A forte dependência das Unidades de Crédito do número de aulas teóricas é tanto mais aberrante quanto é generalizado um elevado grau de absentismo a estas por parte dos alunos, absentismo esse que tende a aumentar à medida que o semestre decorre.

Um sistema mais flexível, que rompa o acoplamento directo entre créditos e horas de contacto, e que reconheça a pluralidade das fontes de conhecimento e valorize o trabalhoautónomo do aluno é necessário para permitir pedagogias adequadas ao novo ambiente tecnológico e social.

Prof. Doutor Leopoldo José M. Guimarães, CoordenadorProfª Doutora Cristina Mª Robalo Cordeiro

Prof. Doutor José Ferreira GomesProf. Doutor Raul Bruno de Sousa

Prof. Doutor Mário Vieira de CarvalhoProf. Doutor António Brito Ferrari

Prof. Doutor Acílio Estanqueiro RochaProfª. Doutora Isabel Santana da Cruz

Prof. Doutor António Fontaínhas FernandesProf. Doutor Carlos Alberto Azevedo


Proposta para Aulas Práticas

� Grupos de trabalho de 4 pessoas� Encontro semanal de 15 minutos com cada grupo (pelo menos)� Cada grupo terá tarefas semanais a cumprir� Haverá um portal online onde deve ser adicionada informação

sobre o progresso do trabalho� O grupo será avaliado semanalmente� Cada elemento do grupo será avaliado isoladamente� Os trabalhos serão sobre electrónica analógica/digital� Os trabalhos serão compilados e disponibilizados� A duração dos trabalhos de cada grupo dependerá da sua

complexidade e do seu progresso


Proposta para Aulas Práticas

� Exemplos de actividades semanais:� Pesquisa de novos componentes� Estudo de novos desenvolvimentos na electrónica� Publicação de notícias em portal sobre electrónica� Trabalho sobre uma área da electrónica� Projecto de circuito electrónico simples� Estudo de projectos circuitais publicados� Desenvolvimento desde projecto até construção de

hardware de alguns sistemas


Exemplos de trabalhos de investigação

� Trabalho de investigação sobre:� Optoelectrónica� Células solares� Condensadores, tipos e aplicações� Soldadura de componentes� Componentes SMD� Alimentação de circuitos (pilhas, baterias,…)� Realização de PCBs� Electrónica analógica programável� Equipamentos de laboratório para electrónica� Electrónica automóvel� Componentes recentes e inovadores

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Exemplos de projectos

� Projectos:� Medidor de capacidade de pilhas� Carregador de baterias� Fonte de alimentação digital� Medidor de pressão acústica� Amplificador áudio� Altifalantes activos� Sensores (temperatura, humidade…)� Comutador vídeo� Fontes de alimentação sem transformador� Detectores de presença� Simulador de presença� Detector de metais


Sugestões dos alunos

�

�

�

�

�

�

�

�

�

�

� …



� A disciplina divide-se em:

� Aulas Teóricas;� Aulas Teórico-Práticas;� Aulas Práticas;

Aulas onde são explicados todos os conceitos fundamentais àdisciplina.

Resolução de exercícios sobre circuitos; análise e projecto de circuitos.

Avaliação e debate da investigação e desenvolvimento de projectos efectuado por parte dos grupos



�A presença nas aulas de Electrónica 2 são contabilizadas:

Aulas teóricas � para fins estatísticos

Aulas teórico-práticas � para fins estatísticos

Aulas práticas � Nota final pesada com o número de presenças.


Horário


Avaliação

� Época normal� Uma prova escrita de frequência.� Uma prova escrita de exame.� A componente prática vale 5 valores (~0,5 valores por semana).� Para ter aprovação na disciplina, o aluno terá de obter uma

classificação final igual ou superior a 9,5.

� Época de Recurso� Uma prova escrita de exame.� Poderão participar na época de recurso os alunos que não

obtiverem aprovação na época normal ou os que, tendo obtido aprovação na época normal, pretendam obter melhoria de classificação.


Documentação da disciplina

� Documentação necessária para a disciplina:

� Cópia dos slides mostrados nas aulas;

� Apontamentos tirados nas aulas;

� Livros indicados na bibliografia;

� Inúmeros sites na internet;


Bibliografia

Electronic Circuits, Analysis, Simulation, and DesignAutor(es) Norbert R. MalikPublicação Prentice Hall ISBN 0-02-374910-5Assunto(s) Electrónica

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Electronic Circuits, Analysis, Simulation, and DesignAutor(es) Norbert R. MalikPublicação Prentice Hall ISBN 0-02-374910-5Assunto(s) Electrónica

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Principles of Electronic DevicesAutor(es) William D. StanleyPublicação Prentice Hall ISBN 0-02-415560-8Assunto(s) Electrónica

��

Apontamentos da cadeira de Electrónica IIAutor(es) Luís Simões Assunto(s) Electrónica II

��


Electronic Circuits, Discrete and Integrated Autor(es) Donald L. Schilling, Charles BelovePublicação McGraw HillISBN 0-07-100602-8Assunto(s) Electrónica

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Microelectronic Circuits, Analysis and Design Autor(es) RashidPublicação PWS ISBN 053495174 Assunto(s) Electrónica

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Circuitos com Transístores Bipolares e MosAutor(es) Manuel de Medeiros Silva Publicação Gulbenkian ISBN 972-31-0840-2Assunto(s) Electrónica

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Microelectronic Circuit Design Autor(es) Richard C. JaegerPublicação McGraw HillISBN 0-07-114386-6Assunto(s) Electrónica

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Electrónica 2

Transístores


Electrónica

What is a transistor?

A transistor is a three-terminal active semiconductor device.

The first transistor was invented at Bell Laboratories in 1947 by physicists John Bardeen, William B. Shockley and Walter Brattain, who shared the 1956 Nobel Prize for jointly inventing the transistor, a solid-state device that could amplify electrical current.

The transistor performed electronic functions similar to the vacuum tube in radio and television, but was far smaller and used much less energy. The transistor became the building block for all modern electronics and the foundation for microchip and computer technology.

Sugestão: aprender inglês!

Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV ��

Aplicações de TransístoresO transístor desempenha duas funções fundamentais:- amplificador;- comutador;As ondas sonoras que atingem um microfone podem ser ‘fracas’. É no entanto possível amplificar os sinais eléctricos e convertê-los em ondas mecânicas sonoras de maior amplitude através de um altifalante. Esta função é conseguida pelas funções amplificadoras do transístor. Sem modificar a forma do sinal de entrada, o transístor amplifica a sua amplitude.

olá

olá


Aplicações de Transístores

- comutador;

Os computadores usam sinais digitais binários onde 1s e 0s desempenham um papel fundamental. A função do transístor éneste cenário, de comutação entre dois estados possíveis para representar esses digitos binários.

O transístor desempenha duas funções fundamentais:- amplificador;

Porta lógica AND!

A

B

1

0

1

0

‘Piscas’


Tipos de transístores

Existem duas classes fundamentais de transístores:

- Transístores de Junção Bipolares (BJT – bipolar junctiontransistor);

- Transístores de Efeito Campo (FET - Field Effect Transistor):

Dispositivo baseado em díodos que está vulgarmente bloqueado a menos que os terminais de controlo estejam directamente polarizados. A grandeza de controlo é uma corrente e o BJT épor natureza um amplificador de corrente.

A condução é controlada por um campo eléctrico produzido por uma tensão aplicada aos terminais de controlo. O controlo não necessita de corrente pelo que o FET é um dispositivo controlado por tensão.


Identificação de transístores

Os transístores apresentam diferentes aspectos (encapsulamentos) dependendo da aplicação a que se destinam.



Não existe uma convenção internacional no formato do código de identificação, havendo vários sistemas em uso.

No sistema americano, p. exemplo, estes começam por 2N seguidos por um código de 4 dígitos (2N3053 p. exemplo).

No sistema europeu a primeira letra indica o tipo de transístor (A=germânio, B=silício) e a segunda letra indica o tipo de utilização (C=amplificador de frequências áudio de pequena potência, D=amplificador de frequências áudio de elevada potência, F=amplificador de frequências rádio de pequena potência).Muitos fabricantes têm um sistema próprio de identificação.

Exemplo para BJTs



Todos os transístores são identificados por um código registado no encapsulamento.

Tendo este código é possível consultar a folha de especificações do fabricante (datasheet), o que permite responder a questões como (exemplo para um BJT):

- material de que é feito o transístor (silício ou germânio);- determinar se é um transístor do tipo NPN ou PNP;- qual dos contactos é a base, o colector e o emissor; - quais são as suas especificações circuitais.

Exemplo para BJTs


Exemplo de datasheet da FAIRCHILDExemplo para BJTs


A tabela seguinte indica a informação técnica mais importante para alguns transístores mais comuns. Tabelas em catálogos e em livros de referência mostram mais informação que seráapenas necessária em situações particulares.

General purpose, high power30W4060V1ATO220NPNTIP29A

BFY51General purpose, medium power800mW4080V1ATO92ANPNBC639

BC639General purpose, medium power800mW4030V1ATO39NPNBFY51

BFY51General purpose, low power500mW5040V700mATO39NPN2N3053

BC109Audio (low noise), low power625mW24030V100mATO92CNPNBC549B

BC108BGeneral purpose, low power500mW22030V100mATO92CNPNBC548B

BC107BAudio, low power500mW20045V100mATO92CNPNBC547B

BC107 BC182General purpose, low power350mW10050V100mATO92ANPNBC182L

BC107 BC182LGeneral purpose, low power350mW10050V100mATO92CNPNBC182

BC184 BC549Audio (low noise), low power300mW20020V200mATO18NPNBC109

General purpose, low power600mW42020V100mATO18NPNBC108C

BC108C BC183 BC548General purpose, low power300mW11020V100mATO18NPNBC108

BC182 BC547Audio, low power300mW11045V100mATO18NPNBC107

Possiblesubstitutes

Category(typical use)

Ptotmax.

hFEmin

.

VCEmax

.

ICmax.

CasestyleStructureCode

NPN transistors

Exemplo para BJTs


NPN transistors

Possiblesubstitutes


Ptotmax.

hFEmin

.

VCEmax

.

ICmax.


TIP32AGeneral purpose, high power40W10100V3ATO220PNPTIP32C

TIP32CGeneral purpose, high power40W2560V3ATO220PNPTIP32A

BC178General purpose, low power360mW12540V150mATO18PNPBC478

BC177Audio, low power360mW12580V150mATO18PNPBC477

Audio (low noise), low power600mW18020V200mATO18PNPBC179

BC478General purpose, low power600mW12025V200mATO18PNPBC178

BC477Audio, low power300mW12545V100mATO18PNPBC177

Possiblesubstitutes


Ptotmax.

hFEmin

.

VCEmax

.

ICmax.


PNP transistors

General purpose, high power117W2060V15ATO3NPN2N3055

General purpose, high power65W1560V6ATO220NPNTIP41A

TIP31A TIP41AGeneral purpose, high power40W10100V3ATO220NPNTIP31C

TIP31C TIP41AGeneral purpose, high power40W1060V3ATO220NPNTIP31A

Exemplo para BJTs


Estes são transístores com propriedades eléctricas semelhantes que serão adequados como substitutos. Note-se que eles podem ter um encapsulamento diferente.

Possible substitutes

Este parâmetro mostra a aplicação típica para o transístor. É um bom ponto de partida quando se procura um transístor substituto.

Category

Máxima potência total que pode ser desenvolvida no transístor. Note-se que seránecessário utilizar um dissipador para atingir este valor máximo. Este valor éimportante para transístores a funcionar como amplificadores. A potência éaproximadamente dada por: IC × VCE. Para transístores a funcionar como comutadores, a corrente máxima de colector (IC max.) é um parâmetro mais importante.

Ptot max.

Este é o valor do ganho de corrente (na análise DC). O valor mínimo garantido é dado pois o valor real varia de transístor para transístor mesmo para transístores do mesmo lote. Esta é uma grandeza adimensional. O ganho é muitas vezes indicado para uma corrente de colector particular IC que está geralmente a meio da gama do transístor. Por exemplo '100@20mA' significa que o ganho é pelo menos 100 a 20mA. Por vezes são dados os valores mínimo e máximo.

hFE

Máxima tensão entre os terminais de colector e emissor.VCE max.

Corrente de colector máxima.IC max.

Para cada tipo de encapsulamento os terminais variam pelo que é necessária a consulta das tabelas de referência dos encapsulamentos.

Case style

Este atributo indica o tipo de transístor NPN or PNP (em BJTs). As polaridades dos dois tipos são diferentes pelo que se se procura um substituto, ele terá de ser do mesmo tipo.

StructureExemplo para BJTs

Transístores FET


Transístores FETHá dois tipos principais de transístores FET:- JFET (Junction Field-Effect Transistor);- MOSFET (Metal-Oxide Semiconductir Field-Effect Transistor) também conhecido como IGFET – Insulated Gate Field-EffectTransistor.

Os princípios segundo os quais estes transístores operam são similares (corrente controlada por um campo eléctrico).

A principal diferença relaciona-se com a construção do elemento de controlo.

PortaGate

DrenoDrain

FonteSourceOs transístores FET são constituídos por 3 terminais: a fonte, o dreno e a porta.

��

Na sua forma mais simples o JFET começa por ser uma simples barra de silício.

A corrente que circulará neste transístor (corrente entre fonte e dreno) é devida à tensão entre estes dois terminais e àresistência do material.

No substrato de tipo n são então difundidas zonas do tipo p, deixando um canal do tipo n entre a fonte e o dreno.

Estas zonas servirão para controlar a corrente que flui no canal nentre a fonte e o dreno e são chamadas de zonas porta.

Transístores JFET

Apenas com esta configuração, a corrente que circularia no transístor, dependeria apenas da tensão entre a fonte e o dreno.

canal tipo N


Como acontece com qualquer junção pn, uma região de depleção rodeia as junções onde existir uma polarização inversa.

Transístores JFET

Essa região é devia à combinação das lacunas e dos electrões que se encontram na fronteira das zonas do silício dopadas como P e como N, respectivamente.

Os electrões do canal N mais próximos das portas vão combinar-se com as lacunas, dando origem a uma zona sem portadores móveis de carga – zona de depleção.


Se for aplicada uma fonte de tensão externa entre a fonte e o dreno, com uma tensão nula na porta, a corrente que fluirá no canal criará uma polarização inversa ao longo da superfície da porta, paralela ao canal.

À medida que a tensão entre dreno e fonte aumenta, a região de depleção mais uma vez alastra pelo canal devido à queda de tensão no canal que polariza inversamente as junções.À medida que VDS aumenta, as regiões de depleção também aumentam, atingindo-se uma situação na qual qualquer aumento na tensão VDS (que faria aumentar a corrente) é contrabalançado com um aumento da região de depleção em direcção ao dreno (que faz diminuir a corrente).

Transístores JFET


Ocorre um efectivo aumento da resistência do canal que impede qualquer aumento da corrente.

A tensão entre o dreno e a fonte (VDS) que provoca esta situação é designada de tensão de “pinchoff” VP.A partir desta tensão, um aumento em VDS provoca apenas um ligeiro aumento da corrente de dreno.

A variação na corrente de dreno ID com a tensão entre o dreno e a fonte VDS, é ilustrada na figura anterior.

Transístores JFET


Para a região inicial do gráfico, a corrente de dreno relaciona-se quase linearmente com a tensão VDS.À medida que ID aumenta, o canal começa a sofrer depleção e a inclinação da curva de ID diminui.

Quando a tensão VDS iguala VP, a corrente de dreno ID “satura” e mantém-se relativamente constante até ocorrer a avalanche de dreno para porta.

Transístores JFET


Se uma tensão inversa é aplicada aos terminais de porta, o “pinchoff” do canal ocorre a uma tensão VDS inferior porque a expansão da região de depleção devida à polarização inversa das portas se soma à produzida por VDS .

Assim, obtém-se uma redução da corrente que circula para qualquer valor de VDS.

Transístores JFET

Vejamos agora o que sucede quando em vez de ligar a porta ao potencial nulo (à massa), lhe é aplicado um potencial negativo (VGS<0).

-

-


ID

VDSVDS

DS

G

G

VP

VGS=0

VGS=0

ID

VDSVDS

DS

G

G

VP

VGS=-1

VGS=-1VGS=-1

VGS=0 Transístores JFET

NP

P

P

P N


ID

VDSVDS

DS

G

G

VP

VGS=-2

VGS=-2VGS=-2

ID

VDS

DS

G

G

VGS=-3,5

VGS=-3,5VGS=-3,5

VDS

Transístores JFET

VGS=-3,5

VGS=-2

VGS=-1

VGS=0

P

P

N

N

P

P VGS(off)=-3,5


Transístores JFET

É então comum os gráficos da corrente de dreno ilustrarem a dependência que esta grandeza tem da tensão entre dreno e fonte (VDS) e da tensão entre a porta e a fonte (VGS).

Para cada valor de tensão entre a porta e a fonte (VGS) existe uma curva diferente que relaciona VDS com ID.

(JFE

T 2

N54

57)

VGS(OFF) é a tensão entre a porta e a fonte para a qual já não épossível circular corrente no canal.


Da análise efectuada ao JFET verifica-se claramente que se trata de um dispositivo cuja corrente de dreno ID tem duas zonas de comportamento diferente.

É então útil determinar as expressões que ditam o valor de IDnessas duas possíveis regiões de operação.

Este facto é expresso pelo gráfico da seguinte figura (retirado do datasheet do JFET 2N5457)

Transístores JFET


Regiões de funcionamento do JFET

Região Ohmica Região de saturação

JFET canal n.

Transístores JFET


O parâmetro IDSS é a máxima corrente de dreno para um JFET e é definido pela condição VGS=0 e VDS>|VP|.

VP é a tensão de pinchoff.

Na região ohmica, a relação entre estas grandezas depende também do valor de tensão aplicado entre o dreno e a fonte VDS

2( )2

( )

2( )DSSD GS GS off DS DS

GS off

IV V V VI

V� �= − −� �

Note-se que uma variação na tensão VGS implica uma nova curva característica de saída (relação ID/VDS). Na zona ohmicaisso implica um novo valor para a resistência que relaciona ID e VDS)


2

( )

1 GSD DSS

GS off

VI I

V

� �= −� ��

(equação de Shockley)

Na região de saturação, a corrente de dreno deixa de ser dependente da tensão entre o dreno e a fonte, dependendo apenas do valor da tensão VGS.

Isso mesmo se verifica na expressão seguinte onde não consta nenhum termo com VDS.


Dado que a corrente de dreno deixa de depender da tensão VDS(para VDS>VP), podemos traçar um novo gráfico para um valor fixo de VDS. Este gráfico permite analisar o comportamento de IDfunção exclusivamente de VGS.

VDS>VP

VGS(off)=-3,5


VDS=15V

DS

G

G

P

P

N

VGS

ID

Fixando agora VDS e actuando sobre VGS (valores negativos).


Regiões de funcionamento do JFET

JFET canal n.

Transístores JFET

( )2

2( )

2( )DSSD GS DS DSGS off

GS off

IV V V VI

V� �= − −� �

2

( )

1 GSD DSS

GS off

VI I

V

� �= −� ��


Quando utilizado para amplificar, há certas zonas a evitar na operação do transístor.

A

B

C

D

A – região ohmica – a corrente de dreno é altamente dependente da tensão entre o dreno e a fonte. Pretende-se que a corrente de dreno dependa da tensão de entrada e não da tensão DC aplicada ao transístor.B – corrente excessiva – não se deve polarizar directamente a junção da porta nem deteriorar o transístor com elevado aquecimento.

D – Deve evitar-se a zona de “breakdown” onde ocorrem fenómenos de avalanche.

C – demasiado aquecimento do dispositivo por elevada dissipação de potência: Pdis=VDS.ID

Transístores JFET


Transístores MOSFETO transístor MOSFET (Metal-Óxido-Semicondutor) opera com um mecanismo de controlo ligeiramente diferente do JFET.

O substrato poderá ser de material do tipo.Neste substrato são difundidas duas zonas do tipo n (fonte e dreno) como ilustrado na figura.

Seguidamente a superfície da estrutura é coberta com uma camada isolante de óxido e uma outra de nitrido.

A camada de óxido serve para proteger a superfície do FET e para isolar o canal da porta.

Transístores MOSFET


São rasgados buracos nestas camadas criando-se um contacto metálico na fonte e no dreno.Seguidamente uma camada metálica é depositada sobre a zona do canal (criando-se assim o terminal de porta) e simultaneamente são criados os contactos metálicos da fonte e do dreno.

Dado que o dreno e a fonte estão isolados pelo substrato (de alta resistividade), qualquer corrente entre o dreno e a fonte na ausência de uma tensão na porta será extremamente baixa, pois a estrutura é análoga a dois díodos ligados em oposição.Com o isolamento do óxido evita-se que exista uma corrente de porta (gate), aumentando a impedância de entrada do transístor e reduzindo a potência consumida.



Caso a gate não seja polarizada, nenhuma corrente se estabelecerá entre o dreno e a fonte pois não existe um canal criado entre estes terminais.Sem polarização da gate, o percurso do dreno para a fonte éequivalente a dois díodos ligados em oposição.

ID=0


Considere-se um potencial positivo na porta. Cargas positivas na porta induzem uma carga correspondente negativa no semicondutor.

À medida que a carga positiva aumenta na porta, a carga induzida no semicondutor aumenta até que a região por baixo do óxido se torna uma região do tipo n, ficando criado um canal e podendo por isso fluir uma corrente entre o dreno e a fonte.


+

---

- ----- -

Canal induzido


Por outras palavras, a corrente de dreno é “enriquecida” pelo potencial da porta.Isto indica que a resistência do canal se relaciona directamentecom a tensão na porta.

O MOSFET descrito é chamado de MOSFET de Enriquecimento.


+

---

- ----- -

��

Um MOSFET de Depleção pode ser criado da seguinte forma:

um canal n de resistividade moderada é difundido entre a fonte e o dreno de forma a que possa fluir uma corrente de dreno quando o potencial na porta é nulo.

Para potenciais positivos da porta, a estrutura comporta-se da mesma forma que o MOSFET de enriquecimento. Para potenciais negativos o canal fica desprovido de portadores,dificultando assim a passagem de uma corrente.


N N

-

-- -

-


Modos de operação dos FETsExistem dois modos básicos de operação de FETs: depleção e enriquecimento.

O modo de depleção refere-se ao decréscimo de cargas num canal que existe por defeito devido a variações no potencial da porta.

O modo de enriquecimento refere-se ao aumento de portadores de carga devido à aplicação de tensão na porta.

Há ainda um tipo de FETs que pode operar em ambos os modos.

As diferenças básicas entre estes modos são mais facilmente compreendidas examinando as características das figuras seguintes.


Símbolos circuitais para os FET

Transistor JFET canal n

Transistor JFET canal p

Transistor MOSFET de depleção canal n

Transistor MOSFET de enriquecimento canal n

Transistor MOSFET de depleção canal p

Transistor MOSFET de enriquecimento canal p


Modo de Depleção (Empobrecimento)

O dispositivo de modo de depleção tem um fluxo de corrente considerável para uma tensão de porta nula.A corrente de dreno é reduzida por aplicação de uma tensão inversa no terminal de porta.O FET de depleção não tem um modo de operação definido para uma tensão positiva na porta.

�

Modo de Enriquecimento

O dispositivo de modo de enriquecimento tem uma corrente de dreno extremamente reduzida para uma tensão nula aplicada na porta.A condução de uma corrente de dreno ocorre para uma tensão VGS superior a um valor mínimo (tensão de Threshold) VTh (ou VGS(Th)). Para valores de tensão na porta superiores a esse mínimo, as curvas características são semelhantes às do FET de depleção/enriquecimento.


Modo de EnriquecimentoNas animações seguintes ilustra-se o efeito que variar o potencial na porta tem sobre o canal.

Canal N Canal P


Modo de Depleção/Enriquecimento

O dispositivo de modo de depleção/enriquecimento tem também um fluxo de corrente considerável para uma tensão de porta nula.Tensões negativas na porta removem portadores do canal tendo-se um comportamento de depleção.Tensões positivas na porta promovem um aumento de portadores no canal tendo-se um comportamento de enriquecimento.


Equações e curvas do MOSFETPara um MOSFET de Depleção, as equações que relacionam a corrente de dreno com a tensão entre a porta e a fonte (tensão de controlo), são iguais às equações de um JFET, ou seja:

2

( )

1 GSD DSS

GS off

VI I

V

� �= −� ��

2( )2 2( )DSS

D GS GS off DS DSP

IV V V VI

V� �= − −� �

Na região de saturação o comportamento é descrito por:

Na região ohmica verifica-se:

G

D

S



A relação entre as várias grandezas de interesse num MOSFET de enriquecimento estão ilustradas nos gráficos seguintes (retirados do datasheet do 2N7000 da ON semiconductors).

É útil determinar a relação entre a grandeza de saída ID e a grandeza de entrada (controlo) VGS, nas duas possíveis regiões de operação.

G

D

S



VTh é a tensão de threshold, valor de VGS a partir do qual épossível estabelecer uma corrente de dreno.

Na região ohmica, a relação entre estas grandezas depende também do valor de tensão aplicado entre o dreno e a fonte VDS

Note-se que uma variação na tensão VGS implica uma nova curva característica de saída (relação ID/VDS). Na zona ohmicaisso implica um novo valor para a resistência que relaciona ID e VDS)

( ) 22D GS Th DS DSI k V V V V� �= − −� �

Sendo k um parâmetro constante dependente da construção do dispositivo:

n� oxW

Lk C � �= � �

G

D

S


Na região de saturação, a corrente de dreno deixa de ser dependente da tensão entre o dreno e a fonte, dependendo apenas do valor da tensão VGS.

Isso mesmo se verifica na expressão seguinte onde não consta nenhum termo com VDS.

( )2D GS ThI k V V= −

G

D

S


Transístor MOSFET de enriquecimento

(animação)

A tensão de threshold VT é para este dispositivo (transístor 3N169) de cerca de 2V.


Transístores BJT


Transístor BJTA construção do BJT é diferente da construção dos FETs.

(animação)

n np

Transístores BJT


Transístores BJT: NPN e PNP

A diferença mais significativa entre transístores é se estes são do tipo PNP ou NPN.Os dois tipos são simplesmente devidos a arranjos diferentes do material dopado.

Não existe uma diferença óbvia de desempenho entre os dois tipos. Apenas as polaridades são trocadas.

Os transístores NPN são mais comuns essencialmente por serem mais fáceis de fabricar.

Transístores BJT


Conceitos sobre BJT

Sendo um transístor um componente de três terminais, três correntes são fundamentais para definir o seu funcionamento:- corrente de colector;- corrente de emissor;- corrente de base.

Estas correntes relacionam-se entre si através de:

BCE iii +=

Dado que a corrente de base égeralmente muito pequena, faz-se a aproximação:

E Ci i=

Transístores BJT


Transístor BJTUm transístor pode ser visto como um dispositivo que apresenta uma entrada e uma saída:

Entrada

Emissor

Base

ColectorSaída

Transístores BJT

��

Curva característica de saídaAssumindo que existe uma corrente de base que possibilita a existência de uma corrente de colector, quanto maior for a tensão VCE maior será IC.

VCE

IC

B

C

E

Transístores BJT

Este efeito verifica-se só até determinado valor de VCE. A partir desse valor a corrente não cresce mais mesmo aumentando significativamente VCE.

A relação gráfica entre a corrente IC e a tensão entre colector e emissor VCE é designada curva característica de saída.


A curva característica de saída atrás determinada não éexclusivamente dependente das grandezas de saída. Na prática verifica-se que também depende da corrente de base:

VCE

IC

IB

Para cada valor de IB existe uma curva que relaciona as grandezas de saída IC e VCE.

B

C

E

Tran

síst

or B

C54

6 da

Fai

rchi

ld

Transístores BJT

��

Este gráfico mostra que para cada valor de corrente de base obtemos um novo valor da corrente de colector que lhe éproporcional.

Este facto leva-nos a concluir que o transístor se comporta como um amplificador de corrente. A corrente de colector é um múltiplo da corrente de base. Podemos então definir um parâmetro de ganho �:

BCB

C iiii ββ =⇔=

Transístores BJT


Curva característica de entradaDado que o que acontece na saída do transístor é dependente de grandezas da entrada, é importante determinar uma relação entre as grandezas de entrada de um transístor: corrente de base e tensão entre a base e o emissor:

Como era de esperar, esta curva é bastante semelhante à de um díodo pois a junção base-emissor não é mais do que uma junção de material semicondutor dopado com tipo P e com tipo N.

IB

VBE

0,7

Transístores BJT


Este gráfico mostra claramente que existe uma relação exponencial entre a corrente de base e a tensão .BEv

Bi

Essa relação traduz-se de forma analítica por:

BET

vV

B SSi I e=onde

SSI é dependente das dimensões do transístor;

25TkT

V mVq

= ≈ k é a constante de Boltzman, T é a temperatura absoluta e q é a carga electrónica.

0,7

Transístores BJT


Determinámos já atrás que o transístor se comporta como um amplificador de corrente verificando-se a relação:

C Bi iβ=

Usando a expressão para a curva característica de entrada:

BET

vV

B SSi I e=

Chegamos à expressão:

BE BET T

v vV V

C B SS Si i I e I eβ β= = = ⇔

Transístores BJT

BET

vV

C Si I e=


Esta expressão permite-nos concluir que é possível relacionar a corrente de saída iC com a grandeza de entrada vBE. Esta relação representa-se graficamente por:

Naturalmente esta curva terá a mesma configuração da característica de entrada do transístor. Apenas os valores de iCserão diferentes dos de iB.

Tran

síst

or B

C54

6 da

Fai

rchi

ld

0,7

Transístores BJT


BET

vV

C Si I e=

Recorrendo ao gráfico anterior e à expressão:

chega-se a um resultado curioso:

( )VvBE

( )mAiC10,71,50,2

0,750,70,65

Mesmo fazendo variar muito a corrente de colector, a tensão entre a base e o emissor mantém-se relativamente constante em torno de 0,7V.

É este facto que nos leva a fazer a simplificação de que a tensão entre a base e o emissor de um transístor é ‘sempre’ de 0,7V.

0,7

Transístores BJT


Assim, podemos estabelecer uma simplificação da análise de um transístor ao assumir que a tensão entre a base e o emissor de um transístor é sempre de 0,7V.

Nesta situação o gráfico característico da entrada assumiria a configuração:

Curva característica de entrada simplificada.

Transístores BJT


Relações entre as grandezas de entrada e saída

A animação seguinte mostra o comportamento das várias grandezas à medida que estas variam.

(animação - http://www.williamson-labs.com/)

0,70,7

Transístores BJT


Comparação BJT / FET

Muito maiorPequenaEscala de integração

MelhorPiorTolerância à temperatura

EnormePequenaPercentagem de mercado

Um pouco menorMaior Frequência de corte

PiorMelhorLinearidade

MenorMaiorCorrente máxima

FETBJTPropriedade


Os JFETs têm um ganho de corrente bem mais elevado que os BJTs.Os JFETs são dispositivos que podem ser “normalmente on”. Os BJT são “normalmente off”.Os JFETs conseguem ser atravessados por corrente da fonte para o dreno ou do dreno para a fonte. Os BJTs só permitem uma passagem de corrente numa direcção.

Os transístores BJT não são especialmente eficientes na amplificação de sinais pouco potentes;Os transístores BJT não são indicados para aplicações que necessitem de elevada impedância de entrada;

Comparação BJT / FET

��0,7VBE1

IC1

Modelo para pequenos sinais

Considere-se o circuito seguinte:

Temos uma certa tensão aplicada entre a base e o emissor do transístor.Através da expressão:

BET

vV

C Si I e=

Significa que teremos uma dada corrente a fluir entre o colector e o emissor do transístor.Fazendo p. exemplo VBE=VBE1:

Transístores BJT

VCC

RC

IB

IC

IE

VCE

VBE


Se pretendemos que o transístor amplifique sinais, naturalmente haverá grandezas a variar no circuito.Consideremos que o circuito é construído de tal forma que o sinal que queremos amplificar faz variar a tensão entre a base eo emissor:

BE BE bev V v= +

O que teremos agora quanto àtensão entre base e emissor será:

Pela mesma equação abordada anteriormente, verificamos que haverá necessariamente uma variação na corrente de colector:

( )BE beBET T

V vvV V

C S Si I e I e+

= =

grandeza que varia

Transístores BJT

VBE

iC

iE

vCE

vbevBE

VCC

RC

iB


VBE

iC=IC+ic

iE=IE+ie

vCE=VCE+vce

vbevBE=VBE+vbe

RC

iB=IB+ib

Ao adicionarmos às grandezas de polarização de entrada uma componente de sinal (vbe) fazemos com que muitas outras grandezas do circuito também vejam o seu valor ser acrescido de uma componente do sinal.

Transístores BJT

VCC


O que se verifica inicialmente antes da aplicação do sinal vbe éque a tensão VBE provoca uma corrente de colector constante IC.A aplicação de um sinal variável entre a base e o emissor provoca naturalmente uma corrente de colector também variável.O sinal vbe provocou um sinal ic.

VBE

IC

��

��

��

��

Transístores BJT

VBE

iC

iE

vCE

vbevBE

VCC

RC

iB

�

Verifica-se então que uma variação na tensão entre a base e o emissor provoca uma variação de corrente de colector.Essa relação depende da situação inicial do transístor antes da aplicação do sinal de entrada.

VBE

IC

��

��

��

��

Note-se que para estes novos valores de polarização VBE e IC, o sinal de corrente ic conseguido tem uma amplitude menor do que na situação do slide anterior (gráfico da esquerda).

VBE

IC

��

��

��

��

Transístores BJT


Havendo uma relação entre um sinal de tensão de entrada e uma corrente de saída podemos definir um parâmetro de ganho.Este parâmetro seria naturalmente definido pela relação entre a componente de sinal da corrente de colector - ic - e a componente de sinal da tensão entre a base e o emissor – vbe:

c

be

iv

Sendo uma relação entre uma corrente (de saída) e uma tensão (de entrada) e sendo as unidades desta grandeza dadas em Siemen ou Mho (inverso da unidade de resistência Ohm), este parâmetro de ganho é designado por transcondutância e é-lhe dada a designação de gm. Assim,

cm

be

ig

v=

Transístores BJT


VBE

IC

��

��

��

��

VBE

IC

��

��

��

��

O ganho gm relaciona o sinal de corrente de saída com um sinal de tensão de entrada, note-se no entanto que esse ganho varia com o estado inicial do transístor (corrente de colector IC e tensão entre base e emissor VBE antes da aplicação do sinal) –polarização do transístor.Verifica-se claramente que o ganho (gm) será tanto maior quanto maior for o declive da curva na zona onde se polarizou o transístor.

��

��

Transístores BJT


VBE

IC

��

��

��

��

cm

be

ig

v=

O parâmetro de ganho é dado por:

Num dado ponto de polarização, isso corresponde ao cálculo da derivada da curva, ou seja,

BET

vV

C Si I e=

A expressão analítica que define esta curva é dada por:

Cm

BE

dig

dv=

BET

vV

s

BE

d I e

dv

� �� =

BET

vVs

T

Ie

V=

BE be

T

V vVs

T

Ie

V

+

=beBE

T T

vVV Vs

T

Ie e

V=

Transístores BJT


beBE

T T

vVV Vs

mT

Ig e e

V=

O parâmetro gm varia portanto com o sinal que aplicamos vbe. No entanto, o sinal vbe apresenta pequenas amplitudes (vbe<<vT) e como a variação é em torno de VBE, a expressão simplifica para:

BE

T

VVs

mT

Ig e

V=

Sendo VT aproximadamente 25mV à temperatura ambiente:

O produto entre e não é mais do que a corrente com que polarizámos o transístor IC, pelo que ficamos com:

sIBE

T

VVe

Cm

T

Ig

V=

400,025

Cm m C

Ig g I= ⇔ =

Transístores BJT

CI


Viu-se já que a saída (corrente de colector) se relaciona com a entrada (tensão entre base e emissor) através de:

0,7

Dado que:

cm

be

ig

v=

Sabemos também que as grandezas de entrada de tensão e corrente se relacionam graficamente através de:

C Bi iβ=

Combinando as duas equações anteriores obtemos uma nova expressão que relaciona a tensão com a corrente de entrada:

cm

be

ig

v= B

mbe

ig

vβ⇔ = be B

m

v igβ⇔ =

Transístores BJT

c m bei g v⇔ =


be Bm

v igβ=

Esta relação mostra que para uma situação bem definida de polarização (para um valor fixo de gm), a relação entre a corrente de base e a tensão entre a base e o emissor é feita de forma linear através do valor:

mgβ

Como é já do nosso conhecimento, uma relação deste tipo entre uma corrente e uma tensão terá unidades de resistência �.É então vulgar assumir que o comportamento da entrada do transístor BJT perante um sinal é o de uma resistência, definindo-se assim o parâmetro de resistência de entrada do transístor r�:

m

rgπβ= be bv r iπ� = ⋅

Transístores BJT

vbe

iB

É uma constante do transístor

É constante para uma dada polarização

��

Os resultados fundamentais a que chegámos na forma de equações são:

cm c m be

be

ig i g v

v= ⇔ = ⋅

m

rgπβ=

C Bi iβ=

Relação entre as grandezas de entrada:

be bv r iπ= ⋅ onde

0,7

Relação entre a entrada e a saída:

e onde

0,7

Juntando esta informação, é possível chegar a um modelo para o transístor.

Cm

T

Ig

V=

Transístores BJT

Este modelo confere-nos uma forma simples de perceber os mecanismos de variação das grandezas associadas ao transístor quando submetido a sinais variáveis.

��

ic

ie

vbe

RC

ib

A figura seguinte ilustra as grandezas relativas às componentes de sinal do circuito:

Na entrada: Da entrada para a saída:

be bv r iπ= ⋅

m

rgπβ=

B C

E

Assim, para as componentes de sinal, a entrada comporta-se como uma resistência.

Na saída verifica-se uma corrente ic(componente de sinal) controlada pela corrente de entrada ib(ou tensão vbe).

c m bei g v=

40m Cg I=

ib

ie

ic

vbe

C Bi iβ=ou

r�ic=�ib

ic=gmvbe


Modelo para pequenos sinais

Neste modelo há duas expressões para o cálculo da corrente ic.

Note-se que variando a tensão entre a base e o emissor variarátambém a corrente de base. Escolhe-se a equação de cima caso tenhamos directamente o sinal de entrada como uma tensão vbe; escolhe-se a expressão de baixo se tivermos o valor da corrente de base ib.

Transístores BJT

B C

E

ib

ie

ic

vbe r�ic=�ib

ic=gmvbe

m

rgπβ=

40m Cg I=


Fontes de correnteUma fonte de corrente ideal deverá manter uma corrente constante e uma resistência de saída infinita para qualquer condição de operação (independentemente do circuito a que se encontra ligada).

Modelo ideal Modelo real

R


Aplicações:- circuitos integrados analógicos;- elementos de polarização (amplificadores de classe A, etc);- cargas para andares amplificadores (esta utilização prende-se com o facto de apresentarem uma elevada resistência interna);

Vantagens da sua utilização:- são menos sensíveis que as resistências a variações na alimentação dc e à temperatura;- para valores pequenos de corrente de polarização, fontes de corrente transistorizadas são mas económicas que as resistivasdada a maior área requerida pelas resistências nos chips de silício.

Tipos de fontes de corrente mais comuns:- fonte de corrente básica- a fonte de corrente modificada- fonte de corrente múltipla

- a fonte de corrente de Widlar- a fonte de corrente cascode- a fonte de corrente de Wilson


Fonte de corrente básica

A fonte de corrente básica é apenas constituída por dois transístores e uma resistência submetidos a uma diferença de potencial.

R

VCC

Q1 Q2

IO


R

VCC

Q1 Q2

IO

As bases dos transístores encontram-se ligadas, à semelhança do que acontece com os seus emissores.

1

1

BET

VV

C SI I e=2

2

BET

VV

C SI I e=

Se os transístores forem iguais, terão os parâmetros IS e VT iguais.Sendo VBE1=VBE2, obtém-se:

1 2C CI I=

É devido ao facto de a corrente IC2 ser uma réplica de IC1 que esta montagem também recebe o nome de espelho de corrente.

VBE1VBE2

A corrente de colector conduzida por cada transístor é dada por:

IC1 IC2


Esta ligação obriga a que o transístor nunca sature pois desta forma forçamos a tensão VCE a ser aproximadamente 0,7V (superior àtensão 0,2V que corresponderia àsaturação).O transístor Q1 é portanto forçado a funcionar na zona activa. A sua corrente de colector relaciona-se com a sua tensão VBE através de:

1

1

BET

VV

C SI I e=

o que significa que a essa corrente está associada uma tensão entre a base e o emissor que também é aplicada ao transístor Q2.

O colector e a base do transístor Q1encontram-se ligados.

R

VCC

Q1 Q2

IO

VBE1

VCE1


R

VCC

Q1 Q2

IO

O transístor Q2 ao ser submetido a uma tensão entre a base e o emissor:

2 1BE BEV V=

É forçado a conduzir no seu colector uma corrente de valor:

2

2

BET

VV

C SI I e=1CI=

A corrente produzida pela fonte terávalor:

2 1O C CI I I= =

VBE1VBE2

IC1 IC2


De que forma se pode definir a corrente produzida? Que parâmetros definem esse valor?Note-se que IC1 é uma corrente bastante semelhante a IR:

21

21211

2

2

BRC

BCBBCR

III

IIIIII

−=

⇔+=++=

Sendo , então: 12 CC II =

2 22C R BI I I= −

IC1

IR

IB1 IB2

IC2

R

VCC

Q1 Q2

IO

�

R

VCC

Q1 Q2

IO

Dado que a corrente de base se relaciona com a de colector através de:

então

2 22C R BI I I= −

β2

2

CB

II =

β

β

21

1

2

2

2

2

+=

⇔−=

RC

CRC

II

III

Sendo esta a relação entre a corrente de saída e a de referência:121

O RI Iβ

=+

IC1

IR

IB1 IB2

IC2

�

R

VCC

Q1 Q2

IO

Se � assumir um valor elevado, a corrente de saída será simplesmente dada por:

121

O RI Iβ

=+

O RI I=

A corrente de referência IR é definida pelos valores de VCC e de R:

1CC BER

V VI

R

−=

São portanto estes os parâmetros que devemos definir quando queremos projectar uma fonte de corrente. Para VBE1=0,7:

0,7CCR

VI

R−=

IC1

IR

IB1 IB2

IC2


Fonte de corrente básica modificada

2

121

O RI I

β=

+

É fácil demonstrar que para esta fonte:

Para a fonte de corrente básica:121

O RI Iβ

=+

A corrente de referência éagora determinada por:

1 3CC BE BER

V V VI

R

− −=

R

VCC

Q1 Q2

IO

IR

IB3

IB1 IB2

IC1

IC3

IE3

VBE1 VBE2

Q3


Fonte de corrente múltipla

R

VCC

Q1Q3

I1

IR

IB3IC1

IC2

IE2

VBE1 VBE3

Q2

Q4 Q5 Q6

I2 I3

VBE4 VBE5 VBE6

Uma corrente dc de referência pode ser gerada num local e ser reproduzida em vários outros locais para polarizar vários andares amplificadores.

O que acontece no transístor Q1 é referência para os transístores Q3 a Q6.O transístor Q2 fornece a corrente de base total para os transístores e torna a corrente de colector de Q1 praticamente igual à corrente de referência IR.

R

VCC

Q1 Q3

I1

IR

IB3

IB2

IC1

IC2

IE2

VBE1 VBE3

Q2

Q4 Q5 Q6

I2 I3

VBE4 VBE5 VBE6

�

As correntes I1 e I2 serão reproduções da corrente IR.

Dado que os dois transístores Q5 e Q6 estão ligados em paralelo, cada um deles reproduzirá a corrente IR, pelo que a corrente I3será duas vezes superior à de referência.

RII 23 =

R

VCC

Q1 Q3

I1

IR

IB3

IB2

IC1

IC2

IE2

VBE1 VBE3

Q2

Q4 Q5 Q6

I2 I3

VBE4 VBE5 VBE6

�

A combinação do paralelo de Q5 e Q6 deverá ser equivalente a um único transístor cuja junção base-emissor tem o dobro da área de Q1.

Assim sendo, as áreas dos emissores dos transístores podem ser escaladas em circuitos integrados de forma a fornecerem correntes de valor múltiplo da corrente de referência simplesmente desenhando os transístores de modo a que a razão entre as áreas dos transístores seja igual ao múltiplo desejado.

R

VCC

Q1 Q3

I1

IR

Q2

Q4 Q5 Q6

I2 I3


Amplificadores diferenciais

Antes da era dos circuitos integrados (CI), os projectistas de circuitos que necessitassem de um amplificador tinham muitas vezes de projectar o amplificador do zero usando transístores discretos, resistências, condensadores, etc.

Com o advento do CI, isso deixou de ser necessário. Temos agora disponíveis amplificadores completos em chips com uma grande variedade de características. Estes são chamados amplificadores operacionais (ampops), e a engenharia prática dita hoje o seu uso onde possível dadas as suas vantagens de pequeno tamanho, pequeno consumo de potência e alta fiabilidade.


Constituição dos amplificadores operacionais

Am

plificador operacional LM741 da Fairchild


Os amplificadores operacionais são vulgarmente constituídos pelos seguintes elementos:- Andar de entrada com um amplificador diferencial (par diferencial);- Um ou mais andares de amplificação de ganho elevado;- Andar de saída (amplificador de potência);


Par diferencial

Aplicações:

- multiplicadores analógicos;

- circuitos derivados de multiplicadores analógicos: moduladores, detectores de fase, etc;

- circuitos digitais mais rápidos;

O par diferencial pode ser realizado com transístores bipolaresou de efeito de campo; pode ter carga resistiva ou activa.

Vantagens da utilização de um par diferencial:Os sinais são muito sujeitos a ruídos. Se amplificarmos a diferença entre um sinal com o ruído e o ruído em si, estaremos apenas a amplificar o sinal!!!!!!!!!!!


Imaginemos que queremos amplificar o seguinte sinal que foi injectado num cabo:

Estando todo e qualquer cabo submetido a campos electromagnéticos provenientes das mais variadas fontes, égarantido que este sinal chegará à outra extremidade afectado por ruído:


Sendo agora necessário amplificar o sinal recebido, o sinal que se obtém será:

Amplificador

No sinal obtido, temos não só o sinal recebido amplificado como também o ruído que afectou o sinal amplificado pelo mesmo ganho.


Imaginemos agora que temos um amplificador que não amplifica um sinal mas sim a diferença entre dois sinais.

AmplificadorDiferencial

Como o que foi amplificado foi a diferença entre os sinais (que não é mais do que o sinal original transmitido), obtemos uma amplificação fidedigna do sinal enviado.

Numa das entradas do amplificador injectamos o sinal com o ruído.Na outra entrada ligamos um cabo que fique submetido ao mesmo ruído.

É esta uma das grandes vantagens do amplificador diferencial.


Par diferencial bipolar com carga resistiva

A polarização do circuito é conseguida através da fonte de corrente IEE.

A carga resistiva é conseguida pelas resistências RC.

O circuito tem duas entradas v1 e v2, e uma saída, que pode ser a tensão num dos colectores vO1 ou vO2, ou a tensão entre os colectores, vO12.

Entradas Saídas

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2

v2vo12

IEE

RC

Q1

RC


O circuito anterior é alimentado por uma fonte de alimentação dupla, isto é por duas fontes de tensão, de valores +VCC e -VEE, com um terminal comum que é a massa.

Muito frequentemente as tensões de alimentação são simétricas, ±VCC Pode também usar-se apenas uma fonte de alimentação, o que equivale a fazer VEE=0. A vantagem de se usar uma alimentação dupla é que, assim, podemos ter v1=v2=0 no ponto de funcionamento em repouso.

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2

v2vo12

IEE

RC

Q1

RC


Com VEE=0 isso já não seria possível dado que o percurso (malha) de cada entrada até à massa estaria alimentado por uma diferença de potencial de 0V, não sendo portanto suficiente para polarizar a junção base-emissor com o mínimo necessário para que os transístores se encontrem na zona activa.

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2

v2vo12

IEE

RC

Q1

RC


É útil considerar os sinais que são injectados no par diferencial, v1 e v2, como tendo uma componente que lhes é comum e uma componente diferencial:

A componente comum dos dois sinais será o que pretendemos anular no sinal amplificado.A componente diferencial é a componente que se pretende amplificar num amplificador diferencial.

( )2

21 vvvC

+=

21 vvvD −=

Componente comum:

Componente diferencial:v1 v2

v1

v2

vC

v1

v2

2dv

2dv


Excitação de modo comumSe a excitação for simétrica, v1=v2=vC, isto é, vD=0, como se indica na figura seguinte:

Verifica-se que a tensão nas bases dos dois transístores é igual; dado que os seus emissores se encontram fisicamente ligados, a tensão nos emissores é também igual. Conclui-se então que:

21 BEBE vv =

vBE1 vBE2

vC

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vC

��

vC

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2 v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vC

Dado que as correntes que atravessam o transístor se regem pela expressão

conclui-se que, sendo os transístores iguais (IS1=IS2 e VT1=VT2), as correntes de colector dos dois transístores serão iguais:

TBE

Vv

SC eIi =

1 2C Ci i� =

o que por simples análise do circuito conduz a:

21 OO vv = 012

=Ov

iC1 iC2

Assim sendo, a tensão de saída, vO1, vO2 ou vO12, não depende da tensão de entrada vC: diz-se que há rejeição de modo comum.

2EEI=

constante2EE

CC C

IV R= − =

21 BEBE vv =


vC

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2 v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vC

vo1 vo2

vC vC

vo122EE

CC C

IV R−

2EE

CC C

IV R−

Excitação de modo comum:

0

��

Excitação de modo diferencialSe a excitação não for simétrica interessa saber qual é a relação entre a tensão diferencial de entrada, vD, e as correntes e tensões no circuito.

Determinam-se de seguida as características de transferência iC1(vD) e iC2(vD) que relacionam as correntes nos colectores dos transístores com a tensão de entrada diferencial.

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vBE1 vBE2vD

��

Atendendo a que as correntes de colector são dadas por:

TVBEv

eIi SC

1

1= TV

BEv

eIi SC

2

2=

E que 21 EEEE iiI +=E considerando � elevado, ou seja, para cada transístor iE=iC, conclui-se que:

��

�� +=+= TV

BEv

TVBEv

eeIiiI SCCEE

21

21

Mesmo sem fazer uma análise quantitativa das curvas de corrente de colector função da tensão diferencial de entrada ésimples perceber que as curvas terão a configuração seguinte:

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2 v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vBE1 vBE2vD


v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vBE1 vBE2vD

��

- Para vD=0, a corrente da fonte IEE divide-se igualmente pelos dois transístores, sendo:

221

EECC

Iii ≈=

- Para vD>0, aumenta iC1 e diminui iC2, mantendo-se a sua soma constante; para vD>4VT a corrente da fonte passa praticamente toda pelo transístor Q1, ficando iC1=IEE e iC2=0.

- Para vD<0, aumenta iC2 e diminui iC1, mantendo-se a sua soma constante; para vD<-4VT a corrente da fonte passa praticamente toda pelo transístor Q2, ficando iC2=IEE e iC1=0.


Tem-se então que para o par diferencial, vD é uma grandeza que controla a percentagem da corrente de polarização IEE que atravessa cada ramo do par.As características são simétricas em relação ao eixo das ordenadas e têm uma zona aproximadamente linear na vizinhança de vD=0, ou seja, para |vD|<<2VT. Na prática, pode considerar-se que o troço linear das características corresponde a |vD|<10mV.

-10mV 10mV


As tensões dos colectores e entre colectores em relação àmassa são dadas pelas expressões:

11 CCCCO iRVv −=22 CCCCO iRVv −= ( )

212112 CCCOOO iiRvvv −−=−=

Atendendo à configuração das curvas das correntes nos colectores:

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vBE1 vBE2vD

Zona de variação linear

��

Funcionamento dinâmico do par diferencialA componente de sinal das tensões entre as bases e os emissores dos transístores é dada por:

21

dbe

vv =

22

dbe

vv −=

A tensão total entre as bases e os emissores é dada por:

21111

dBEbeBEBE

vVvVv +=+=

22222

dBEbeBEBE

vVvVv −=+=

Como já se viu para o modelo incremental do transístor: bemc vgi =Teremos portanto:

21

dmc

vgi =

22

dmc

vgi −=

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vBE1 vBE2vD

��

Para corrente total de colector (soma da componente dc e da componente ac) em cada transístor, obtém-se:

� ��11

1 22cC i

dm

I

EEC

vg

Ii +=

� ��22

2 22cC i

dm

I

EEC

vg

Ii −=

onde

24040

21

EEC

T

Cmmm

II

VI

ggg =====

Resulta então:

��11

1 22oO v

dCm

V

EECCCO

vRg

IRVv −−=

��22

2 22oO v

dCm

V

EECCCO

vRg

IRVv +−=

��12

2112

ov

dCmOOO vRgvvv −=−=

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vBE1 vBE2vD


vo1 vo2

vD

vo12

Excitação de modo diferencial:

0

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vBE1 vBE2vD

1

1

2O

EEo CC C

V

Iv V R= −

��1

2o

dm C

v

vg R−

��2

2

2O

EEO CC C

V

Iv V R= −

��2

2o

dm C

v

vg R+

��

��12

2112

ov

dCmOOO vRgvvv −=−=

1

12d m CA g R= −

2

12d m CA g R=

12d m CA g R= −


Ganho diferencialO ganho diferencial, Ad, é a relação entre a componente incremental da tensão de saída e a tensão diferencial de entrada. Se a saída for entre um dos colectores e a massa,

Cmd

od Rg

v

vA

211 −== Cm

d

od Rg

v

vA

212 +==

e, se a saída for entre os dois colectores,

Cmd

od Rg

v

vA −== 12

Note-se que esta expressão de ganho coincide com a expressão do ganho do andar em emissor comum jáestudado. Enquanto o circuito de emissor comum é o andar amplificador básico com componentes discretos, o par diferencial é o andar básico nos circuitos integrados.


Ganho de modo comumSe o par diferencial for perfeitamente simétrico e a fonte de corrente for ideal (resistência dinâmica infinita), a tensão desaída não depende da tensão de entrada de modo comum e, por isso, o ganho de modo comum é nulo:

0=cA

vC

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2v2vo12

IEE

RC

Q1

RC

vC

�

Par diferencial com degeneração de emissorHá uma pequena alteração que se pode efectuar ao par diferencial que conduz a um aumento da zona de operação linear da montagem.

Esta montagem designa-se por par diferencial com degeneração de emissor e implica a utilização de duas resistências RX em série com os emissores dos transístores.

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2

vo12

IEE

RC

Q1

RC

vD RX RX


O par diferencial com degeneração de emissor tem a vantagem de apresentar funcionamento linear para uma maior gama de valores de vD, mas isto é obtido à custa de uma redução do ganho (menor inclinação das características de transferência).

Par diferencial

Par diferencial com degeneração de emissor


Par diferencial com carga activa

v1 Q2

-VEE

v2

IEE

Q1

vBE1 vBE2vD

iC3

iC1

+VCC

Q3 Q4

iB3 iB4

iOiC4

iC2

��

v1 Q2

-VEE

v2

IEE

Q1

iC3

iC1

+VCC

Q3 Q4

iB3 iB4

iOiC4

iC2

( à temperatura ambiente)

vd

Na zona linear tem-se que:

1 2d

bev

v =2 2

dbe

vv = −

1 2d

bevv =

A corrente que flúi nos colectores é dada por:

1 1c m bei g v=2 2c m bei g v=

1 2d

c mv

i g⇔ =2 2

dc m

vi g⇔ = −

O parâmetro gm é dado por:

Cm

T

Ig

V=

Sendo IC a corrente em repouso de cada transístor, facilmente se verifica que:

40 CI=

2EE

CI

I =2

EEm

T

Ig

V� =

2 2d

bevv = −

��

Dado que o � dos transístores éelevado:

3 1c ci i≈

Como pela construção do circuito se verifica:

4 3be bev v=

Conclui-se que:

4 2o C Ci i i= −

3 2o C Ci i i⇔ = −

1 2o C Ci i i⇔ = −

2 2d d

o m mv v

i g g� �⇔ = − −� �

o m di g v⇔ =

4 3c ci i� =

v1 Q2

-VEE

v2

IEE

Q1

iC3

iC1

+VCC

Q3 Q4

iB3 iB4

iOiC4

iC2

vd


dv

EEI

2ci

1ci

oi2

EEI

Par diferencial com carga resistiva Par diferencial

com carga activa

Q2

-VEE

IEE

Q1

iC3

iC1

+VCC

Q3 Q4

iB3 iB4

iOiC4

iC2

vd

1 2o C Ci i i= −


Esta curva indica que a montagem do par diferencial com carga activa se comporta como um amplificador de transcondutância (entrada de tensão e saída de corrente).

dv

EEI2ci 1c

i

oi

A tensão diferencial de entrada é amplificada, mas no processo de amplificação é convertida numa corrente de saída proporcional ao sinal de tensão da entrada.


Par diferencial MOS

Admitindo que os transístores são iguais:

1 2k k k= =

A análise seguinte é feita considerando que T1 e T2 estão na zona de saturação e desprezando o efeito de VDS sobre ID.

1 2Th Th ThV V V= =

A corrente de dreno será dada por:

( )1 1

2

D GS Thi k v V= −

( )2 2

2

D GS Thi k v V= −

vG1

+VDD

T2

-VSS

vD1 vD2

ISS

RD

T1

RD

vG2

iD1 iD2


( )1 1

2

D GS Thi k v V= − ( )2 2

2

D GS Thi k v V= −

Dado que , então:1 2D GS GSv v v= −

1

1

DGS Th

iv V

k⇔ = + 2

2

DGS Th

iv V

k⇔ = +

1 2D DD Th Th

i iv V V

k k

� �= + − +� �

� �

1 2D DD

i iv

k k⇔ = −

Elevando ao quadrado ambos os membros:

2 1

22

D DD

i iv

k k

� �= −� ��

2 1 1 22D D DD D

i i iv v

k k k⇔ = − + 2 1 1

22D D D D Di i ki v kv⇔ = − +

Procura-se então uma relação entre as correntes de dreno e a tensão diferencial de entrada:

vG1

+VDD

T2

-VSS

vD1 vD2

ISS

RD

T1

RD

vG2

iD1 iD2

��

2 1 1

22D D D D Di i ki v kv= − +

Dado que:

1 2 2 1D D SS D SS Di i I i I i+ = ⇔ = −obtemos:

1 1 1

22SS D D D D DI i i ki v kv− = − +

1 1

2

02 2

SSDD D D

Ikvi ki v⇔ − + − =

Esta é uma equação do segundo grau em cuja solução é:

1Di

1

2

2 2 4SSD D

DIkv kv

i = + −

Que elevando ao quadrado produz:

1

2

2 2 4SS SS D

D DI I kv

i kv= + −

vG1

+VDD

T2

-VSS

vD1 vD2

ISS

RD

T1

RD

vG2

iD1 iD2


De forma semelhante para a corrente de dreno 2:

2

2

2 2 4SS SS D

D DI I kv

i kv= − −

Esboçando estas curvas que relacionam as correntes de dreno com a tensão diferencial de entrada, obtém-se:

1

2

2 2 4SS SS D

D DI I kv

i kv= + −

SSI

2Di

1Di

dv

2SSI


2Di 1Di

dv

2ci 1ci

Par diferencial com BJT/MOS +VDD

T2

-VSS

vD1 vD2

ISS

RD

T1

RDiD1 iD2

v1

+VCC

Q2

-VEE

vo1 vo2

IEE

RC

Q1

RC

vDvD


Relativamente ao par diferencial bipolar obtém-se como vantagem um alargamento da zona linear, servindo este par para amplificar tensões diferenciais de maior amplitude.

Como desvantagem em relação ao par diferencial com BJT temos um menor declive das curvas em torno da origem, o que se traduz num menor ganho da montagem.

2Di 1Di

dv

2ci 1ci


Amplificadores de potência

• fornecem a elevada potência de sinal requeridos pela carga que alimentam;• proporcionam ao amplificador uma resistência de saída reduzida de forma a fornecer o sinal de saída à carga sem perda de ganho;

Características dos amplificadores de potência:

Exemplos de cargas para amplificadores de potência:• colunas de PAs (public adress);• bobinas de deflexão em monitores vídeo;• servomotores em robots, etc.


Eficiência do amplificador:

é a potência do sinal entregue à carga.

é a potência entregue ao amplificador pelas fontes de alimentação.

é a potência dissipada nos componentes

Parâmetros importantes

carga

in

P

Pη =

cargaP

inP

cargaD inP P P= −

Amplificador de Potência

Andares deAmplificação

cargaP

inP

Perdas por

dissipação

carga inP P<

SinalPotência

desprezável


Hipérbole de máxima dissipação de potênciaPotência total dissipada no transístor (desprezando uma pequena potência na base):

CCED IVP =

Para um dado transístor, condições de transferência de calor (como dissipadores), e temperatura, existe um valor máximo de PD até ao qual o transístor deve operar. Indicando este valor como PDmáx, podemos exprimir a equação anterior como:

máxDCCE PIV =


Hipérbole de máxima dissipação de potência:

IC

VCE

Região de operação segura

máxD CE CP V I=


A hipérbole não é o único limite que deve ser observado:

• existe um valor máximo de , indicado no gráfico como ;

• existe também um valor máximo de , indicado no gráfico por ;

CEV máxCEV

CImáxCI

Assim, a região de operação segura do transístor é a região limitada pela hipérbole de máxima dissipação de potência e pelos valores máximos de tensão e corrente suportados pelo transístor. Para um dado ponto de operação, é absolutamente essencial que a tensão, corrente, e potência se situem abaixo dos seus respectivos valores máximos.

IC

VCEVCEmax

ICmax

máxD CE CP V I=


Classificação dos amplificadores de potênciaOs amplificadores de potência são classificados de acordo com a fracção do tempo em que um transístor de saída conduz corrente.

Os amplificadores de classe A têm transístores de saída em que a corrente de sinal flúi constantemente.

Para maior eficiência, os amplificadores de classe B empregam transístores que estão activos apenas em metade do tempo, caso contrário estão ao corte.

Os transístores em amplificadores da classe AB conduzem corrente durante ligeiramente mais de metade do tempo. Os amplificadores de classe AB têm eficiências próximas dos amplificadores de classe B, mas produzem menor distorção.


Amplificador de classe A

Os amplificadores classe A são uma boa escolha quando o projecto tem especificações muito exigentes quanto àdistorção; contudo, veremos que a sua pequena eficiênciaimpõe requisitos exigentes aos transístores e à fonte de alimentação.

vIN

+VCC

-VCC

vOIEE

Q

RL

VBE


Relação entre a saída e a entrada

vIN

+VCC

-VCC

vOIEE

Q

RL

VBE

Se o sinal de entrada for vIN,

na base do transístor teremos:

B IN BEv v V= +

da base para o emissor cai um valor de tensão VBE, pelo que:

E B BE IN BE BE INv v V v V V v= − = + − =

Dado que a saída da montagem é retirada do emissor do transístor:

O INv v=

Será este o resultado esperado de um amplificador??????


Relação entre a saída e a entrada

vIN

+VCC

-VCC

IEE

Q

RL

VBE

Geralmente um andar de saída não pretende amplificar a amplitude do sinal de tensão.

Este andar pretende facultar à carga toda a corrente que esta pedir sem que haja uma redução do ganho.

Caso recorrêssemos a um andar comum de amplificação como último andar do amplificador em vez de um amplificador de potência, a ligação da carga na saída iria degradar o comportamento da montagem reduzindo o ganho total da mesma.

Existe por isso um ganho de potência.


Ponto de funcionamentoQuando é zero, é zero. Nestas condições:

sendo este o ponto de funcionamento do circuito.

( ) ( )EECCCCE IVIV ,, =

iv Ov

vIN

+VCC

-VCC

vOIEE

Q

RL

VBE


Projecto do amplificador de classe A

A corrente de emissor do transístor é dada por:

E EE O

OE EE

L

i I i

vi I

R

= + ⇔

= +

Dado que tem-se:C Ei i≈O

C EEL

CC CE CC CEC EE C EE

L L L

vi I

R

V v V vi I i I

R R R

= + ⇔

−= + ⇔ = + −

vIN

+VCC

-VCC

vOIEE

Q

RL

VBE

iE

Pretendemos projectar o valor da fonte de corrente ideal para um dado valor de carga RL.

iO

Em repouso o transístor deve apresentar um ponto de funcionamento localizado no meio da recta de carga (relação entre iC e vCE).


CC CEC EE

L L

V vi I

R R= + −

Temos já uma expressão que relaciona iC com vCE pelo que podemos traçar a recta de carga:

Para vCE =0:CC

C EEL

Vi I

R= +

Para iC =0:CE CC L EEv V R I= +

iC

vCEVCC

IEEPonto defuncionamento

��

( )121 12 2

1 12 2

CC CC L EE

CC CC L EE

CC L EE

CCEE

L

V V R I

V V R I

V R I

VI

R

= + ⇔

− = ⇔

= ⇔

=

Em projecto, escolhe-se de forma a que a excursão do sinal de saída seja a maior possível.

��

( )EELCCCC IRVV +=21

Assim, obtém-se a nova recta de carga que garante a máxima excursão do sinal:

L

CEEEC R

vIi −= 2

iC

vCEVCC

IEE

CC L EEV R I+

CCEE

L

VI

R+

iC

vCEVCC

IEE 2 CCV

2 EEI

CC CEC EE

L L

V vi I

R R= + − ⇔

��

Características de transferência do amplificador de Classe A

A máxima excursão do sinal vO estánaturalmente limitada pelas fontes de tensão que alimentam o circuito:

CC o CCV v V− ≤ ≤

no entanto, a constituição do circuito, nomeadamente a presença do transístor e da fonte de corrente, impõem outras restrições:

_− + ≤ ≤ −min satCC fonte corrente o CC CEV V v V V

Conhecendo estas restrições e sabendo que , a função de transferência de um amplificador de classe A é representada graficamente por:

( ) ( )=O Iv t v t

vIN

+VCC

-VCC

vO

IEE

Q

RL

VBE

iE

VCC - VCEsat

-VCC + Vf.c.min

vO

vI


Distribuição de potência e eficiênciaDistribuição de potência sem sinal de entrada:No circuito do amplificador de classe A, verifica-se que quando vI=0, cada fonte de alimentação produz uma tensão de valor VCCe é atravessada por uma corrente IEE. Então a potência total entregue ao circuito pelas fontes é de:

2= + =in CC EE CC EE CC EEP V I V I V I

Substituindo pelo seu valor de projecto ( ):= CCEE

L

VI

R2

2= CCin

L

VP

RvIN

+VCC

-VCC

vOIEE

Q

RL

VBE


Amplificador de Potência

carga 0P =

inP

Perdas por

dissipação

Sinal de entradanulo

Sinal de saídanulo

Perdas por dissipação = Pin

Dado que da potência entregue ao circuito, nenhuma fracção chega à carga (pois o sinal entregue à carga é nulo), toda ela édissipada no circuito:


Dissipação de potênciaDado que o transístor está polarizado com (ponto de funcionamento), a sua dissipação de potência sem sinal de entrada será:

( ),CC EEV I

2

= = CCCC EE

L

VP V I

R

A fonte de corrente constante terá aos seus terminais uma tensão de VCC e gera uma corrente IEE pelo que também dissipa:

2

= = CCCC EE

L

VP V I

R

vIN=0

+VCC

-VCC

vO=0IEE

Q

RL

VBE

VCE=VCC

IC=IEE

VCC


Fonte de corrente dissipa:

Transístor de potência dissipa:

Duas fontes fornecem:

Distribuição da potência de entrada sem sinal

Potência total fornecida ao circuito

L

CCin R

VP

2

2=L

CC

RV 2

L

CC

RV 2

Dissipa

50%

Dissipa

50%

Potência nula

na carga

vIN=0

+VCC

-VCC

vO=0

IEE

Q

RL

VBE

�

Sinais no amplificador de classe A

VCC

vIN

vOvIN

+VCC

-VCC

vOIEE

Q

RL

VBE

VCC

vB

VBE

VBE

iO

iC

IEE

vF_C

VCC

vF_C

vCE

VCC

2VCC

��

Distribuição de potência no amplificador de classe A com sinal sinusoidal de entrada

Assumindo um sinal de entrada da forma , verifica-se que a corrente média na fonte de alimentação positiva é ainda IEE. Assim sendo, a equação

( ) sinω=Iv t V t

2

2 2= = CCin CC EE

L

VP V I

R

expressa a potência de entrada média para o circuito quer para a condição do circuito em repouso (sem sinal de entrada) quer para a condição de circuito com sinal (com sinal de entrada).

Potência de entrada média

Potência média de saídaNa presença de sinal, a potência média de saída é o quadrado do valor eficaz da tensão na carga dividido por :LR

2

22

carga

22

2

máx

máx

OOef

L L L

VVV

PR R R

� �� = = =


EficiênciaPara se obter a eficiência (rendimento) do amplificador de classe A, substituem-se as equações que expressam a potência média de saída e a potência média de entrada na equação:

carga

in

η = ⇔P

P2

0, 25 máxO

CC

V

Vη

� �= � �

As duas últimas equações mostram que quer a potência de saída, quer a eficiência aumentam com a amplitude do sinal, atingindo um máximo quando .máxO CCV V≈

Esta potência máxima é de:

%)25(25,0=η

2

2 CCin

L

VP

R=

2

carga 2máxO

L

VP

R=

2

max 2= CC

L

VP

R

E corresponde a um rendimento de:


Dissipação de potência para um sinal de entrada sinusoidal

Fonte de corrente:A dissipação média na fonte de corrente mantém-se constante.Transístor:O transístor dissipa o que constitui o diferencial entre a potência entregue pelas fontes de tensão e a potência dissipada pelas fontes de corrente e a potência entregue à carga.

Dado que a potência máxima de saída é usualmente uma condição chave no projecto, denota-se por:

2

max 2= CC

L

VP

R

vIN

+VCC

-VCC

vO

IEE

Q

RL

VBE




Distribuição da potência de entrada sem sinal


Máxima potência entregue à carga:


Distribuição da potência de entrada se a entrada tem amplitude

Duas fontes fornecem:

Potência total fornecida ao circuito

2

2 CCin

L

VP

R=

2CC

L

VR

2CC

L

VR

2CC

L

VR

2

2CC

L

VR

máxP=

CCV

Dissipa

50%

Dissipa

50%Dissipa

50%

Dissipa

25%

P carga

25%

4 máxP=

2 máxP=

2 máxP=

máxP=

2

2CC

L

VR

2 máxP=

��

Dissipa

25%

Dissipa

50%

P carga

25%

Distribuição de potência no amplificador de classe A com sinal sinusoidal de entrada

VCC

Vin

VCC

Vout

vIN

+VCC

-VCC

vOIEE

Q

RL

VBE

Na situação de rendimento máximo:


A última coluna da tabela anterior mostra a distribuição de potência no circuito para o caso de máxima amplitude.

À medida que se liga o sinal e se aumenta gradualmente a sua amplitude, a dissipação no transístor diminui – a potência entregue à carga iguala exactamente esta redução na dissipação do transístor.

Para um sinal de amplitude máxima, a potência na carga é ¼ da potência entregue pelas fontes de tensão, sendo a eficiência de 25%.


Projecto de um amplificador de classe A

Considere-se agora o projecto de um amplificador de classe A. As suas especificações envolvem tipicamente valores pretendidos de e de , e pretende-se que o circuito opere na maior eficiência possível.

LR máxP

- dissipação de potência;- corrente máxima; - limite inf. para a tensão de breakdown.

- corrente dc;- dissipação de potência

- o valor da tensão dc;- valores médios de corrente que vai debitar;

Fonte de corrente TransístorFonte dealimentação


Vantagens e desvantagens do amplificador de Classe AVantagens:

- Amplificador muito simples;

- Operação linear;- Grande fidelidade na reprodução dos sinais a amplificar;

Desvantagens:

- Muito ineficiente;

- Potências elevadas requerem muito maior eficiência;- Toda a potência que não é entregue à carga é dissipada �conversão em calor � potenciais problemas térmicos;

- Necessidade de recurso a elementos de dissipação de calor;


Porque é o amplificador de classe A tão ineficiente?

- um transístor pode conduzir apenas num sentido;- polarização dc é necessária para lidar com sinais com ciclos negativos;- 75% ou mais da potência entregue ao circuito é dissipada pela polarização dc;

Solução:

- eliminar a corrente de polarização!

� Amplificador de classe B


Amplificador de Classe B

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2


Amplificador de classe B em repousoSendo o sinal de entrada nulo, vI=0, verifica-se que:

vI=0

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

- a malha que envolve a junção Base-Emissor do transístor 1 dispõe de 0V para distribuir pelos elementos que a constituem.- a malha que envolve a junção Base-Emissor do transístor 2 dispõe também de 0V para distribuir pelos elementos que a constituem.- assim, em repouso, nenhuma corrente éproduzida nos colectores de Q1(npn) e de Q2(pnp).

- Dado que nenhum deles conduz, a dissipação de potência em repouso énula!


Modo de operaçãoQuando vI ultrapassa VBE, o transístor Q1entra na região activa mas o transístor Q2continua ao corte:

A equação anterior verifica-se para valores de vI crescentes até que Q1 sature:

Quando vI assume valores negativos (inferiores a -VBE ), o transístor Q2 passa a operar na região activa, e a tensão de entrada e saída verificam:

,= − >O I BE I BEv v V v V

máx satO CC CEv V V= −

,= + < −O I BE I BEv v V v V

até o transístor saturar em:

mín satO CC CEv V V= − +

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2


Ponto de funcionamentoDado que o transístor Q1 ‘empurra’ corrente para RL

Para que o transístor Q1 conduza durante apenas meio período, ele é polarizado próximo do corte. Desta forma apenas os ciclos positivos farão variar a corrente que o atravessa e a tensão aos seus terminais. O seu ponto de funcionamento é então (VCC,0) (corte).

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

vI esta associação de transístores éconhecida em inglês push-pull (puxa-empurra).

e que o transístor Q2 ‘puxa’ corrente de RL,


Característica de transferência do amplificador de classe B

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

VCC - VCEsat

-VCC + VCEsat

VBE

-VBE

vO

vI


Distorção de crossover

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

VCC - VCEsat

-VCC + VCEsat

VBE

-VBE

vO

vI




vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2


Dado que ambos os transístores estão ao corte para pequenos valores de vI , a onda de saída é altamente distorcida nas proximidades da passagem do sinal por zero. Esta distorção de crossover é um problema sério, que é especialmente severo para sinais de amplitude reduzida.

VCC - VCEsat

-VCC + VCEsat

VBE

-VBE

vO

vI



vI

+VCC

-VCC

Q1

RL

Q2


Amplificador de classe AB

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

IBB

IBB

iC1

iC2

iO


Ponto de funcionamentoO amplificador de potência de classe AB elimina a distorção de crossover polarizando os transístores um pouco acima do corte, de forma a que eles conduzam quando vI=0.

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RLQ2

IBB

IBB

iC1

iC2

iO


Função de transferênciaQuando vI se torna suficientemente positiva, o transístor Q2 entra no corte enquanto o transístor Q1 se mantém na zona activa.

IIBEDIO vvVVvv ≈−+≈−+= 7,07,0

Para vI negativo, o transístor Q1 entra no corte e o transístor Q2 entra na zona activa. Mais uma vez, tem-se como uma aproximação razoável:

≈O Iv v

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RLQ2

IBB

IBB

iC1

iC2

iO


Função de transferência

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RLQ2

IBB

IBB

iC1

iC2

iO

vO

vI

VCC - VCEsat

-VCC + VCEsat


Distorçã

o de

crosso

ver eliminada

VCC - VCEsat

-VCC + VCEsat

vO

vI

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

IBB

IBB

iC1

iC2

iO


Outras montagens de polarização de amplificadores de classe AB

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

iC1

iC2

iO


vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

IBBiC1

iC2

iO


Polarização por recurso a multiplicador de VBE

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

IBBiC1

iC2

iO

VBB

+

-R1

R2


O circuito de polarização consiste num transístor associado a duas resistências R1e R2. O circuito resultante é alimentado por uma fonte de corrente de valor Ibias(bias=polarização).

Se ignorarmos a corrente de base de Q3(usualmente muito pequena), então R1 e R2conduzirão a mesma corrente IR , dada por:

3

1

BER

VI

R=

e a tensão VBB aos terminais do circuito de polarização será: ( )

3

1 2

2

1

1

BB R

BE

V I R R

RV

R

= +

� �= +� �

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

IBB

VBB

+

-R1

R2

Q3


Assim, o circuito simplesmente apresenta aos seus extremos uma tensão que é igual a VBE1 multiplicada por um factor , sendo conhecido por “circuito multiplicador de VBE”.

1

21RR

+

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

IBB

VBB

+

-R1

R2


Em projecto de circuitos recorrendo a componentes discretos, pode ser usado um potenciómetro, como ilustrado na figura.

Este potenciómetro é manualmente ajustado para produzir a tensão desejada.

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

IBB

VBB

+

-


Distribuição de potência e eficiência de amplificadores de Classe B e ABO amplificador de classe AB apenas difere do amplificador de classe B numa pequena tensão que é criada para polarizar as bases dos transístores (o que elimina a distorção de crossover). Dado que as correntes de polarização nos transístores são pequenas, a potência dissipada em repouso é muito baixa, sendo desprezável, sendo por isso as potências em jogo essencialmente as mesmas. Considerando como sinusoidais os sinais presentes no amplificador, a potência de entrada é dada por:

médiamédia CCCCCCin iViVP2211

+=


iC1 (iC2) será a corrente de condução do transístor Q1 (transístor Q2) que é aproximadamente meia onda por período.

Conclui-se então que os valores médios das correntes são dados por:

1

máx

média

OCC

L

Vii

Rπ π= =

2

máx

média

OCC

L

Vii

Rπ π= =

��

Dado que a tensão se mantém constante, variando apenas a corrente que atravessa cada uma das fontes, a potência entregue por cada uma das fontes será dada pela expressão:

médiaCCCin iVP =

Somando a potência entregue pelas duas fontes:

2 máxOin CC

L

VP V

Rπ=

O valor médio da potência fornecida à carga é, tal como para o amplificador de classe A, dado por:

2

carga 2máxO

L

VP

R=

Através das equações da potência fornecida pelas fontes e da potência entregue à carga é então possível determinar o rendimento (eficiência):

2

carga 242

máx

máx

máx

O

OL

in O CCCC

L

VVP R

P V VV

R

πη

π

= = =


O rendimento máximo ocorre para :

4máxO

CC

V

Vπη =

CCO VV ≈

( )%,578 785,04

== πη

Este valor é muito superior ao máximo obtido em amplificadores de classe A (25%).

O valor médio da potência dissipada nos transístores será:

2

carga2

2máx máxO O

D in CCL L

V VP P P V

R Rπ= − = −

��

Relativamente a amplificadores de classe A:- deixa de haver dissipação de potência nos transístores na situação de repouso;- deixa de haver uma fonte de corrente a dissipar potência significativa;- aumenta o rendimento do amplificador;- menor fidelidade ao sinal de entrada (especialmente importante para sinais de pequena amplitude);

Dissipa

21,5%

P carga

78,5%

máx

máxmáx

��

vI

+VCC

-VCC

vO

Q1

RL

Q2

iC1

iC2

iO

Se RL assumir um valor reduzido ou se o terminal de saída for inadvertidamente ligado à massa, a corrente que fluí nos transístores tornar-se-á demasiadamente elevada e poderáconduzir à sua destruição.

RL

a di

min

uir

IOVin

Vout

Protecção contra curto-circuitos


Se acrescentarmos resistências em série aos emissores dos transístores, garantimos que existe sempre um mínimo de resistência presente que evite um valor demasiado elevado de corrente.

vI

+VCC

-VCC

Q1

RL

Q2

iC1

iC2

iO

��

Outra solução é a ilustrada na figura seguinte:

A grande corrente que circulará através de Q1 na situação de curto-circuito levará a uma queda de tensão aos terminais de RE1 de valor suficiente para que Q5 entre na região activa. O colector de Q3 conduzirá então a maior parte da corrente de polarização, desviando a corrente de base de Q1. A corrente através de Q1 será portanto reduzida a um nível de operação seguro.

vI

+VCC

-VCC

Q1

RL

Q2

iC1

iC2

iO

Q3

RE1

RE2

��

Circuito de desligar térmicoPara além da protecção contra curto-circuitos, a maioria dos circuitos integrados está também equipada com um circuito que mede a temperatura do chip e liga um transístor no caso de a temperatura exceder um valor de segurança previamente definido. Esse transístor é ligado de forma a absorver a corrente de polarização do amplificador, desligando a sua operação.

Q1

Q2

R1

R2

+VCC

-VCC

Z1


Q1

R1

R2

+VCC

-VCC

Z1Q2

Off

Iout=0

TemperaturaZ1

Q1On1TBEV

2TBEV

1TZV2TZV

Para a situação inicial de temperatura, a montagem é projectada de forma a que Q2 esteja ao corte.Para uma temperatura de risco, a montagem é projectada de forma a que o transístor Q2 desvie corrente dos pontos críticos.

Os dois componentes fundamentais no processo de desligar térmico são o díodo zener e o transístor Q1.


O transístor Q2 está normalmente desligado. À medida que a temperatura do chip cresce, a combinação do coeficiente de temperatura positivo do díodo zener, com o coeficiente de temperatura negativo de VBE1 fazem com que a tensão no emissor de Q1 se eleve.

Isto, por sua vez, aumenta a tensão na base de Q2 até um ponto em que ele passa a funcionar, desviando corrente de algum ponto do circuito, evitando que o circuito continue a operar.

Q1

Q2

R1

R2

+VCC

-VCC

Z1


Amplificador sem realimentação

A forma mais comum de um amplificador é a ilustrada na figura.Caso os componentes internos do amplificador sofram variações nos seus valores, o factor de amplificação A reflecte-o imediatamente, alterando o seu valor.A situação ideal seria tornar o sistema amplificador imune a variações nos componentes que constituem o amplificador.

ASinal de saída (VO)Sinal de entrada (VS)

Vi


Realimentação

A realimentação é actualmente usada em amplificadores áudio, em sistemas controladores industriais e osciladores, para nomear apenas algumas aplicações.

Realimentação significa devolver uma porção do sinal de saída de um circuito à entrada do mesmo ou de um andar anterior.

Se o sinal realimentado está em oposição de fase, opondo-se ao sinal original de entrada, a realimentação é dita negativa ou degenerativa. Contudo, se o sinal realimentado está em fase, e sendo assim reforça o sinal de entrada original, a realimentação é dita positiva ou regenerativa.

��

Uma configuração genérica de amplificação com realimentação é ilustrada na figura seguinte:

O sinal de saída é realimentado na entrada via uma malha de realimentação. A letra grega � é usada para representar a percentagem do sinal de saída que é realimentada. Esse parâmetro é chamado de factor de realimentação. A realimentação pode ser na forma de tensão ou corrente, sendo a diferença entre as duas situações discutida mais à frente.

Sinal de saída (VO)Sinal de entrada (VS)

Vi A

�Sinal de realimentação (Vf) Malha de realimentação

Ponto de soma


Realimentação negativaVantagens da realimentação negativa:Em projecto de amplificadores, a realimentação negativa éusada para ter efeito sobre uma ou mais das seguintes propriedades:- dessensibilizar o ganho: tornar o valor do ganho menos sensível a variações no valor de componentes do circuito e a mudanças na temperatura;- reduzir a distorção não linear: tornar a saída proporcional àentrada (por outras palavras, tornar o ganho constante independentemente do nível do sinal);

- reduzir o efeito do ruído: minimizar o efeito no sinal de saída de sinais eléctricos indesejados gerados por componentes do circuito ou por interferência externa;


- controlar a impedância de entrada e de saída: aumentar ou diminuir a impedância de entrada ou de saída escolhendo a topologia de realimentação adequada;

- aumentar a largura de banda de um amplificador.

Desvantagens da realimentação negativa:Todas as propriedades acima são desejáveis, mas são obtidas àcusta de uma redução no ganho.

O factor de realimentação é o factor pelo qual o circuito édessensibilizado, pelo qual a impedância de entrada de um amplificador de tensão é aumentada, pelo qual a largura de banda de um amplificador é estendida, etc.

Sintetizando, a ideia básica da realimentação negativa é trocar ganho por propriedades desejáveis.


No ponto de soma, o sinal original VS e o sinal de realimentação Vf (porção do sinal de saída ) são somados (ou subtraídos) para constituir o novo sinal de entrada Vi:

fsi VVV ±=O sinal ± é determinado pelo tipo de realimentação.

VOVS

Vi A

�

Vf


Sendo Vf = �Vo, obtém-se:

osi VVV β±=

fsi VVV ±=

VOVS

Vi A

�

Vf

��

Sendo a realimentação negativa:

osi VVV β−=

A tensão de saída do amplificador será dada por:

( )( )oso

fso

io

VVAV

VVAV

AVV

β−=

⇔−=⇔=

onde A é o ganho do amplificador.

VOVS

Vi A

�

Vf


O ganho de tensão do sistema completo incluindo realimentação, representado por A’ (também representado por Af), é dado por:

s

o

VV

A ='

É possível verificar qual o valor do novo ganho com realimentação A’ relativamente ao ganho anterior A. Para isso basta desenvolver a expressão anterior fazendo aparecer por substituição de variáveis a variável A.

VOVS

Vi A

�

Vf


( )⇔

−=

⇔=

⇔=

s

fs

s

i

s

o

V

VVAA

VAV

A

VV

A

'

'

'

( )

⇔−=

⇔−=

s

o

s

os

VV

AAA

VVVA

A

β

β

'

'

AA

A

AAAA

AAAA

β

ββ

+=

⇔=+⇔−=

1'

''''

Então, quando um amplificador de ganho Aé realimentado negativamente com um factor de realimentação �, o novo ganho do sistema amplificador com realimentação, A’, é dado por:

AA

Aβ+

=1

'

A’

VOVS

Vi

A

�

Vf


Efeitos da realimentação negativa no ganhoO ganho com realimentação depende de dois factores:

- o ganho do amplificador A;- o valor do factor de realimentação �;

Exemplo: Se um amplificador tem um ganho de 80 sem realimentação, e se um factor de realimentação de 0,1 é aplicado, o ganho com realimentação A’ será:

88,89

80801,01

801

' ==⋅+

=+

=A

AA

β

Com realimentação negativa, o ganho do amplificador éreduzido por um factor de 9.


Quanto maior o factor de realimentação, menor o ganho da montagem total. Apesar de a realimentação negativa baixar o ganho do amplificador, poderão ser obtidas melhorias no seu desempenho (como atrás visto):

- dessensibilizar o ganho

- reduzir a distorção não linear

- reduzir o efeito do ruído

- controlar a impedância de entrada e de saída

- aumentar a largura de banda de um amplificador.


Efeitos da realimentação negativa na estabilidade do ganho

O ganho de um amplificador com realimentação mantém-se relativamente constante quando ocorre uma variação nas condições de funcionamento.

Isto pode ser muito importante numa situação de controlo industrial, por exemplo, onde a alteração do ganho de um amplificador devido a variações nas condições de funcionamento (temperatura ambiente por exemplo) poderia significar que um lote completo da produção fosse perdido.


Assumindo que um aumento de temperatura tem como consequência a variação do ganho de um amplificador de 80 para 90. A variação ocorrida foi de:

( ) %5,12%10080

8090% =⋅−=Variação

O ganho com realimentação negativa é dado por:

Recorrendo a este exemplo e ao exemplo anterior, vemos que a variação do ganho total com realimentação negativa foi passar do valor 8,9 para o valor 9. Isto representa uma variação de 1,11% o que constitui uma variação cerca de 10 vezes menor relativamente à situação sem realimentação.

9901,01

901

' =⋅+

⇔+

=A

AA

β


Para além disso, dado que a distorção de amplitude e frequência são causadas por variações no ganho, ambos os efeitos são reduzidos devido à realimentação negativa.

Quando o valor �A é elevado quando comparado com a unidade, devido ao ganho elevado ou devido a um � elevado, o denominador 1+�A é aproximadamente igual a �A, e a equação para o ganho com realimentação transforma-se em:

Assim, desde que o ganho A da montagem amplificadora seja elevado, ao introduzir-se realimentação, o ganho total da montagem deixa de depender do ganho A do amplificador e passa a ser essencialmente dependente da malha de realimentação.

βββ1

1' =≈

+=

AA

AA

A


Tipos de Amplificadores

- Amplificador de tensão;

- Amplificador de corrente;- Amplificador de transcondutância;- Amplificador de transresistência.

Um amplificador pode ser visto como um sistema electrónico que produz uma saída proporcional a uma entrada.

Dependendo do tipo de grandeza de saída (tensão ou corrente) e do tipo de grandeza da entrada (tensão ou corrente), vários tipos de amplificadores podem ser considerados:


Amplificadores de tensão

Os amplificadores de tensão têm como finalidade fornecer um sinal de tensão de saída, amplificando um sinal de tensão de entrada.

O amplificador de tensão é essencialmente uma fonte de tensão controlada por tensão.

Dado que a fonte de sinal é essencialmente uma fonte de tensão, é conveniente representá-la em termos do seu circuito equivalente de Thévenin.

A impedância de entrada do amplificador de tensão deve ser elevada, e a impedância de saída deve ser pequena. Dessa forma o amplificador amplificará de forma mais eficiente o sinal de entrada.


VO

+

-

AViVi

Ro

Ri

+

-

Vs

Num amplificador de tensão a grandeza de saída de interesse éa tensão. Dada a representação em equivalente de Théveninda fonte, o sinal de realimentação deve ser uma tensão que possa ser misturada em série com a tensão de entrada.

Uma topologia adequada é a derivação paralela e realimentação série, ilustrada na figura do slide seguinte.

Rs

RL

A


AViVi

Ro

Ri

+

- +Vf

�

A

Vs

Rs

-

VO

+

-

RL

Amplificador de tensão realimentado na topologia série-paralelo.

Vf=�VO


Esta montagem, não só estabiliza o ganho de tensão como resulta numa resistência de entrada mais elevada(intuitivamente, um resultado da ligação série na entrada) e umaresistência de saída menor (intuitivamente, resultado da ligação paralela à saída), que são propriedades desejáveis para um amplificador de tensão.

AViVi

Ro

Ri

+

- +Vf

�

A

Vs

Rs

-VO

+

-

RL

��

Amplificadores de corrente

Neste tipo de amplificadores o sinal de entrada é uma corrente, pelo que a fonte de sinal é mais convenientemente representada pelo seu equivalente de Norton.A grandeza de saída de interesse é a corrente, pelo que a malha de realimentação deve amostrar essa corrente de saída.O sinal de realimentação deve ser uma corrente de forma a poder ser misturado em paralelo com a fonte de corrente. Assim, a topologia indicada para um amplificador de corrente é a derivação série e realimentação paralela ilustrada na figura.

IO

AIi

RiIs Rs RLRoIi

A


IO

AIi

RiIs

A

Rs RLRoIi

�

If

Amplificador de corrente realimentado na topologia paralelo-série.

=�IO


Esta topologia não só estabiliza o ganho de corrente como também resulta numa resistência de entrada menor e numa maior resistência de saída, que são características desejáveis num amplificador de corrente.

IO

AIiRiIs

A

Rs RLRoIi

�

If


Amplificadores de transcondutância

Neste tipo de amplificadores o sinal de entrada é uma tensão e o sinal de saída é uma corrente. Assim, a topologia indicada éa derivação série e realimentação série

Vi Ri

+

Vs

Rs

-

IO

AVi

RLRo

A


Vi Ri

+

- +Vf

�

A

Vs

Rs

-

IO

AVi

RLRo

Amplificador de transcondutância realimentado na topologia série-série.

Vf=�VO


Amplificadores de transresistência

Neste tipo de amplificadores o sinal de entrada é uma corrente e o de saída uma tensão. A topologia indicada neste caso é a derivação paralela e realimentação paralela ilustrada na figura.

RiIs Rs Ii AIi

Ro

VO

+

-

RL

A


A

RiIs Rs Ii AIi

Ro

VO

+

-RL

�

If

Amplificador de transresistência realimentado na topologia paralelo-paralelo.

=�IO


Efeitos da realimentação nas características de entrada e saída dos amplificadoresFoi visto como conceptualmente proceder à realimentação de vários tipos de amplificadores no que respeita à forma como os sinais são extraídos da saída e realimentados na entrada.

Será útil verificar qual a configuração circuital da malha de realimentação para cada tipo de amplificador.

Com base em todo o circuito, circuito amplificador e malha de realimentação, será possível através de alguma análise determinar os efeitos quantitativos da realimentação nas características de entrada e de saída dos amplificadores.

Para simplificação da análise, deste ponto em diante consideraremos nulas as resistências internas das fontes de sinal (de tensão e corrente).

��

AViVi

Ro

Ri

+

- +Vf

A

Vs

-

VO

+

-

RL

VO

+

-

�VO

�

A topologia de realimentação série-paralelo estabiliza a relação pelo que é indicada para amplificadores de tensão. A

estrutura ideal do amplificador realimentado na tipologia série paralelo é ilustrada na figura seguinte:

s

oV

V


AfViVi

Rof

Rif

+Af

-

Vi

+

+

Vs

-

VO

+

-

RL

O ganho de tensão de malha fechada (com realimentação) Af édado, como já visto, por:

1O

fs

V AA

V Aβ= =

+

O circuito equivalente para o amplificador realimentado na topologia série-paralelo é mostrado na figura seguinte:

��

VO

+

-AViVi

RoRi

+

-Vs

A

RL

AViVi

Ro

Ri

+

- +Vf

A

Vs-

VO

+

-RL

VO

+

-�VO

�

AfViVi

Rof

Rif

+ Af

-Vi

+Vs

-VO

+

-RL

Partimos da situação de amplificação sem realimentação.

Realimenta-se o amplificador de acordo com o seu tipo (grandezas em jogo na saída e na entrada)

Toda a montagem (amplificador járealimentado) pode ser vista como um novo amplificador com novos parâmetros.


Expressão dos novos parâmetros do amplificador de tensão realimentado na topologia série-paralelo.

AViVi

Ro

Ri

+

- +Vf

A

Vs -VO

+

-

VO

+

-�VO

�

AfViVi

Rof

Rif

+ Af

Vi

+Vs

-VO

+

-

sif

i

VR

I= s

i

i

VV

R

= si

i

VR

V=

i ii

i

V AVR

Vβ+=

i fi

i

V VR

V

+= i O

ii

V VR

Vβ+=

( )1if iR R Aβ= +

⇔

if iR R>

Cálculo da nova resistência de entrada:

Ii


Isto significa que, neste caso a realimentação negativa aumentou a resistência de entrada por um factor de (1+�A).

Dado que a derivação da equação anterior não depende do método de amostragem do sinal de saída (paralela ou série), conclui-se que a relação entre Rif e Ri só depende do método de mistura dos sinais de entrada e de realimentação.

Note-se que este resultado não é surpreendente e é fisicamente intuitivo: dado que a tensão de realimentação Vf se subtrai a Vs, a tensão que aparece aos terminais de Ri, isto é, Vi, torna-se mais pequena. Assim, a corrente de entrada Ii torna-se também mais pequena, o que equivale a ter-se na entrada uma resistência equivalente maior.

( )1if iR R Aβ= +

��

AViVi

Ro

Ri

+

- +Vf

AVs=0

-Vx

+

-

VO

+

-�VO

�

Ix

Para determinar a resistência de saída, Rof, do amplificador realimentado, torna-se o sinal de entrada nulo e aplica-se uma tensão de teste Vx à saída, como ilustrado na figura seguinte.

x

xof I

VR =

o

ixx R

AVVI

−=

xofi VVVV ββ −=−=−=

o

xxx R

VAVI

β+=

βAR

IV

R o

x

xof +

==1

Isto é, neste caso a realimentação negativa reduz a resistência de saída por um factor (1+�A). . Pode verificar-se que a derivação feita não depende do método de mistura na entrada. Assim, a relação entre Rof e Ro depende apenas do método de amostragem da saída.

of oR R<


Conclui-se então, que para um amplificador de tensão realimentado na topologia série-paralelo, o ganho, a resistência de entrada e a resistência de saída apresentam as variações qualitativas e quantitativas a seguir indicadas:

VO

+

-AViVi

RoRi

+

-Vs

A Ganho AResistência de entrada Ri

Resistência de saída Ro

Com realimentação

AfViVi

Rof

Rif

+ Af

Vi

+Vs

-VO

+

-RL

RL

Ganho:

Resistência de entrada Rif

Resistência de saída Rof

1o

of

RR

Aβ=

+

( )1if iR R Aβ= +

1fA

AAβ

=+

��

IO

AIi

RiIs

A

RLRoIi

If

IO�IO

A topologia de realimentação paralelo-série é indicada para realimentar amplificadores de corrente.

�


O ganho de corrente de malha fechada (com realimentação) Af édado, como já visto, por:

IO

AfIi

RifIs

Af

RLRofIi

1O

fi

I AA

I Aβ= =

+

O circuito equivalente para o amplificador realimentado na topologia paralelo-série é mostrado na figura seguinte:

��

Partimos da situação de amplificação sem realimentação.

Realimenta-se o amplificador de acordo com o seu tipo (grandezas em jogo na saída e na entrada)

Toda a montagem (amplificador járealimentado) pode ser vista como um novo amplificador com novos parâmetros.

IO

AIiRiIs

A

RLRoIi

IO

AIiRiIs

A

RLRoIi

If

IO�IO

�

IO

AfIiRifIs

Af

RL

RofIi


Expressão dos novos parâmetros do amplificador de corrente realimentado na topologia paralelo-série.

iif

s

VR

I= i i

s

R II

=

ii

i f

IR

I I=

+i

ii o

IR

I Iβ=

+

1i

if

RR

Aβ=

+

⇔

if iR R<

Cálculo da nova resistência de entrada:

IO

AIiRiIs

A

RoIi

If

IO�IO

�

IO

AfIiRifIs

Af

RofIi

ii

i i

IR

I AIβ=

+

Vi

+

-

��

Para determinar a resistência de saída, Rof, do amplificador realimentado, torna-se o sinal de entrada nulo e aplica-se uma tensão de teste Ix à saída, como ilustrado na figura seguinte.

x

xof I

VR = ( )x o x iV R I AI= −

i f o xI I I Iβ β= − = − = −

( )1xof o

x

VR R A

Iβ= = +

Isto é, neste caso, a realimentação negativa aumenta a resistência de saída por um factor (1+�A). . Pode verificar-se que a derivação feita não depende do método de mistura na entrada. Assim, a relação entre Rof e Ro depende apenas do método de amostragem da saída.

AIiRiIs=0

ARoIi

If

IO�IO

�

Ix

( )x o x xV R I A Iβ= +

Vx

+

-

of oR R>


Conclui-se então, que para um amplificador de tensão realimentado na topologia paralelo-série, o ganho, a resistência de entrada e a resistência de saída apresentam as variações qualitativas e quantitativas a seguir indicadas:

Ganho AResistência de entrada Ri


Com realimentação Ganho:



1fA

AAβ

=+

IO

AIiRiIs

A

RL

RoIi

IO

AfIiRifIs

Af

RL

RofIi1

iif

RR

Aβ=

+

( )1of oR R Aβ= +


Da análise dos efeitos da realimentação nos valores da resistência de entrada e saída dos amplificadores nas topologias série-paralelo e paralelo-série concluímos já o seguinte:

Qualquer topologia que faça a amostragem do sinal de saída de forma série, vê a sua resistência de saída aumentada num factor de 1+A�:

( )1of oR R Aβ= +

Qualquer topologia que faça a amostragem do sinal de saída de forma paralela, vê a sua resistência de saída diminuidanum factor de 1+A�:

1o

of

RR

Aβ=

+


Qualquer topologia que faça a mistura na entrada do sinal de realimentação de forma série, vê a sua resistência de entrada aumentada num factor de 1+A�:

( )1if iR R Aβ= +

Qualquer topologia que faça a mistura na entrada do sinal de realimentação de forma paralela, vê a sua resistência de entrada diminuida num factor de 1+A�:

1i

if

RR

Aβ=

+

Estes resultados permitem inferir de imediato o que sucede em termos de valor de resistências de entrada e de saída para os amplificadores de transcondutância e de transresistência

Para qualquer amplificador, o ganho com realimentação seráinferior ao ganho em malha aberta num factor de 1+A�.

��

Vi Ri

+

- +Vf

A

Vs

-

IO

AVi

RLRo

IO�IO

A topologia de realimentação série-série é indicada para realimentar amplificadores de transcondutância.

�


Conclui-se então, que para um amplificador de transcondutância realimentado na topologia série-série, o ganho, a resistência de entrada e a resistência de saída apresentam as variações qualitativas e quantitativas a seguir indicadas:






1fA

AAβ

=+

( )1if iR R Aβ= +

( )1of oR R Aβ= +

ViRi

+ A

Vs

-

IO

AVi

RLRo

Vi Rif

+ Af

Vs

-AfVi

RLRof

IO


A

RiIs Ii AIi

Ro

VO

+

-RL

If

VO

+

-

�VO

�

A topologia de realimentação paralelo-paralelo é indicada para realimentar amplificadores de transresistência.


Conclui-se então, que para um amplificador de tensão realimentado na topologia série-série, o ganho, a resistência de entrada e a resistência de saída apresentam as variações qualitativas e quantitativas a seguir indicadas:






1fA

AAβ

=+

Af

RifIsIi AfVif

Rof

VO

+

-RL

A

RiIsIi AVi

RoVO

+

-RL

1o

of

RR

Aβ=

+

1i

if

RR

Aβ=

+


série-sérieTranscondutância

Transresistência

Corrente

Tensão

Tipo de Amplificador

paralelo-série

paralelo-paralelo

série-paralelo

Resistência saída

Resistência entrada

Ganho

Efeitos da RealimentaçãoTopologia de realimentação

1fA

AAβ

=+

( )1if iR R Aβ= +

1i

if

RR

Aβ=

+

1o

of

RR

Aβ=

+

( )1of oR R Aβ= +1f

AA

Aβ=

+

1fA

AAβ

=+

1fA

AAβ

=+

( )1if iR R Aβ= + ( )1of oR R Aβ= +

1i

if

RR

Aβ=

+ 1o

of

RR

Aβ=

+


AViVi

RoRi

+

- +Vf

A

Vs

-VO

+

-RL

VO

+

-�VO

�

IO

AIiRiIs

A

RLRoIi

If

IO�IO

�


A

RiIs Ii AIi

RoVO

+

-RL

If

VO

+

-�VO

�

Vi Ri

+

- +Vf

A

Vs

-

IO

AViRLRo

IO�IO

�


Circuitos práticos de realimentação

Esta secção mostra circuitos práticos de amplificação e ilustra os quatro tipos de configurações de realimentação que se acabaram de discutir.

A discussão anterior sobre amplificadores é essencialmente conceptual, sendo por vezes a relação com circuitos reais de amplificação difícil de estabelecer.

Num circuito ‘real’ não existem fontes controladas mas sim montagens com transístores que desempenham essa função.


Topologia série-paralelo:

O transístor Q1 amplifica e inverte o sinal de entrada vs, aplicando-o à base de Q2. O sinal é de novo amplificado e invertido resultando no sinal de saída ilustrado. Uma porção deste sinal de saída é realimentado no emissor de Q1 através da resistência de realimentação Rf.

vsvO

vc1=vb2

��

O valor da tensão aplicada ao emissor de Q1 é determinado pela relação entre Rf e R4. Se por alguma razão o sinal de saída Vo assumir uma amplitude superior à esperada (o ganho variou devido à temperatura p. exemplo), a tensão de realimentação Vf torna o potencial no emissor de Q1 mais elevado, o que conduz a uma redução do sinal de tensão entre a base e o emissor de Q1.

vO


vo � � vf � � vbe1 � � vo �

vsvO


Topologia paralelo-paralelo:

O transístor amplifica e inverte o sinal de entrada vs. Uma porção do sinal de saída, que em polaridade é oposto à entrada, écriada aos terminais de Rf.

O valor de Rf determina o valor da corrente realimentada na entrada.

vs

vO

is ii

if

��

Se por alguma razão o factor de amplificação da montagem aumentar, o sinal de saída terá, para o mesmo sinal de entrada, uma amplitude superior.

vs

vO

Isso provocará uma tensão com o sentido indicado na resistência Rf, o que fará com que retiremos corrente à base do transístor, reduzindo assim a amplitude da tensão de saída.

if

is ii


|vo| � � if � � ib � � vo �

vs

vO

if

ib


Topologia série-série:

O transístor amplifica o sinal de entrada vs. O sinal de corrente de saída resultante io, passa através da resistência R4. Isto édevido a C3, percurso de baixa impedância para sinais, ter sido removido.

vs

vO

iO

io

��

vs

iO

Se por alguma razão o factor de amplificação da montagem aumentar, o sinal de saída (de corrente) terá, para o mesmo sinal de entrada, uma amplitude superior.

Um aumento da corrente de saída provoca um imediato aumento da tensão de realimentação vf, reduzindo a tensão entre a base e o emissor de Q, e logo reduzindo também a corrente de saída.

io


vs

iO

io

io � � vf � � vbe � � io �


Topologia paralelo-série:

A resistência de emissor do segundo andar (R8) não tem bypasse providencia o percurso de corrente para a corrente de saída iO.

vO

vs

Vc1=vb2

iOio

��

Se por alguma razão o factor de amplificação da montagem aumentar, o sinal de saída (de corrente) terá, para o mesmo sinal de entrada, uma amplitude superior.Esse fenómeno provocará um aumento da corrente de feedback desviada do primeiro andar amplificador, repondo a amplitude do sinal de corrente de saída nos níveis esperados.

vs

vc1=vb2

iO

io

if


vs

Vc1=vb2

iO

io

if

io � � if � � ib1 � � io �

ib1


Osciladores

Um oscilador é um circuito que gera um sinal periódico com uma forma de onda e frequência predeterminadas.

Todos os dispositivos electrónicos contendo realimentação estão sujeitos a criar oscilações se existirem certas condições.

Num circuito amplificador estas oscilações são indesejáveis. Contudo, num circuito oscilador, o objectivo de projecto é gerar oscilações de forma controlada.

As formas de onda de saída de osciladores incluem sinusóides, ondas quadradas, pulsos, ondas triangulares e muitas outras.


As oscilações são produzidas por realimentação positiva, em contraste com a realimentação negativa, que é usada para estabilizar amplificadores e outros circuitos, como já foi visto.

A realimentação negativa pode tornar-se em realimentação positiva devido a deslocamentos de fase indesejados no circuito.

O foco deste capítulo é o uso planeado da realimentação positiva para estabelecer e manter oscilações de um dado tipo.

��

Critério de Barkhausen

Este diagrama contém um bloco com ganho no sentido directo A e um bloco com ganho de realimentação de valor �. Esta configuração difere dos sistemas de realimentação do capítulo anterior dado que não há uma entrada fornecida por uma fonte externa de sinal.Este diagrama descreve uma malha de realimentação positiva, através da qual oscilações que se auto-sustentampodem ser geradas. Deve notar-se que estamos apenas a observar as condições relativas ao sinal no loop. A energia necessária para sustentar as oscilações é fornecida por fontes.


Assume-se que de alguma forma um sinal e aparece na entrada do bloco A. Este sinal é amplificado e aparece na saída como sendo Ae. Este sinal de saída é multiplicado por �, e à saída do bloco de realimentação � aparece o sinal �Ae.

Para que as oscilações se mantenham uniformes, este sinal deve igualar a amplitude do sinal assumido no início. Assim sendo, eeA =β


eeA =βSendo o ganho de loop GL dado por:

βAGL =

e substituindo esta definição na equação anterior, determina-se o critério para oscilações sustentadas como sendo:

1=LG

Este resultado é uma expressão do critério de Barkhausen.

Ele afirma que para manter oscilações, o ganho do loop deve ser unitário.

Ganho do loop = 1

Deslocamento de fase do loop = 360º.n

onde n é um inteiro.


A análise anterior justifica o processo de oscilações sustentadas, mas o leitor mais céptico pode interrogar-se como foi iniciado o processo dado não haver um sinal de entrada. De onde aparece o sinal e?

Pode ser difícil manter o ganho do loop exactamente na unidade sem algum tipo de compensação.

Os melhores osciladores usam realimentação positiva e negativa.

As oscilações são estabelecidas por realimentação positiva. A realimentação negativa é usada para controlar a amplitude das oscilações e para manter o ganho do loop exactamente unitário.


Osciladores RC e LCMuitos dos osciladores standard são classificados como osciladores RC ou LC. A distinção reside no tipo de componentes usados para gerar o deslocamento de fase necessário no bloco do loop. Os osciladores RC usam resistências e condensadores para criar o deslocamento de fase, enquanto os osciladores LC usam indutâncias e condensadores.

Como regra geral, os osciladores RC são mais fáceis de projectar e têm características de operação superiores a frequências relativamente baixas, enquanto os osciladores LC são superiores a frequências mais elevadas.

Como aproximação pode afirmar-se que os osciladores RC trabalham melhor abaixo de cerca de 1MHz.


Osciladores RC:Dois dos osciladores RC mais comuns são discutidos nesta secção.

As formas de onda de saída desejadas dos circuitos a serem considerados são sinusóides.

Oscilador em ponte de Wien:O oscilador RC mais popular empregando o conceito de ganho unitário de realimentação é o oscilador em ponte de Wien, cuja forma básica é ilustrada na figura seguinte:

A

��

Da figura:1

1 2

ZZ Z

β =+

A

Z1

Z2

onde Z1 e Z2 são as impedâncias do circuito RC paralelo e série, respectivamente.

Dado que o ganho do amplificador não inversor é A, requer-se que:

121

1 =+

=ZZ

ZAAβ

Para a frequência de oscilação �0, esta expressão transforma-se em:

⇔=

��

��

�++

��

�

��

�

+

��

�

��

�

+= 1

11

1

1

1

RCjR

Cj

RCj

RCj

RCj

AA

o

o

o

o

o

ωω

ω

ω

ω

β1C

o

Xj Cω

=

��

⇔=

��

��

�++

��

�

��

�

+

��

�

��

�

+= 1

11

1

1

1

RCjR

Cj

RCj

RCj

RCj

AA

o

o

o

o

o

ωω

ω

ω

ω

β

131

11

1

1

222=

−+

⇔=

��

��

�++��

��

�

+

��

��

�

+

CRCRj

CARj

RCjCRj

R

CRjR

A

oo

o

oo

o

ωωω

ωω

ω

Dado que o numerador da expressão do primeiro membro éimaginário, para que a expressão seja real, o seu denominador também tem que ser imaginário. Ou seja, a parte real do denominador tem que ser nula:

{ }2 2 2Re 1 3 0o oRj C R Cω ω+ − =

��

{ }

RC

CR

CR

CRCRj

o

o

o

oo

1

1

01

031Re

222

222

222

=

�=

⇔=−

⇔=−+

ω

ω

ω

ωω

Sendo nula a parte real do denominador da expressão seguinte:

Assim verifica-se que deve ser usado um dispositivo activo capaz de produzir um ganho de tensão não inversor A=3 para se verificar o critério de Barkhausen.

2 2 2 11 3

o

o o

ARj CRj C R C

ωω ω

=+ −

3A =

13

o

o

ARj CRj C

ωω

={ }2 2 2Re 1 3 0o oRj C R Cω ω+ − =


1 12o ofRC RC

ωπ

= ⇔ =

3A =Os osciladores em ponte de Wien devem então verificar

A frequência das oscilações produzidas por esta montagem será dada pela expressão já determinada:


Oscilador de deslocamento de fase:

Um diagrama de um oscilador de deslocamento de fase éilustrado na figura:

O deslocamento de fase pode ser conseguido por uma rede de condensadores e resistências. Apenas para uma frequência a rede produzirá um deslocamento de fase de 180º, determinando por isso a frequência de oscilação. O circuito de deslocamento de fase RC é geralmente usado até 100KHz.

Amplificador inversor

��

Redes de deslocamento de fase de três secções:Numa associação RC série, a corrente está em avanço em relação à tensão aplicada.

O ângulo de fase é determinado pelo rácio entre a reactância capacitiva e a resistência. O circuito e o diagrama de fase são ilustrados na figura seguinte:

A saída do circuito é tirada aos terminais da resistência, e esta tensão está em fase com a corrente do circuito I. Contudo, estáem avanço relativamente à tensão de entrada por um ângulo �:

RIZI

VV c

R

C

⋅⋅

==θtan


É portanto possível projectar o circuito (definindo o valor de R e de C) de forma a que:

60º tan 1,732 1,732CZR

θ θ= � = � =

Assim, três secções RC devem teoricamente produzir um deslocamento de fase total de 180º. O circuito e o diagrama fasorial é ilustrado na figura seguinte:


Esta tensão aos terminais de R1 é a tensão de entrada do próximo andar C2R2 e a tensão desenvolvida aos terminais de R2 está em avanço de 2� relativamente ao sinal original de saída.

A saída do amplificador éfornecida à rede C1R1. A tensão que se desenvolve aos terminais de R1 está em avanço de � relativamente ao sinal original de saída.

A tensão aos terminais de R2 é fornecida a um terceiro andar que a desloca mais um ângulo �. O sinal original foi agora deslocado 3�=180º. A tensão de realimentação Vf está agora desfasada de 180º com Vo, que écondição ideal para a ocorrência de oscilações.


Para determinar as condições de amplitude e fase para o critério de Barkhausen, analisa-se o circuito de deslocamento de fase da figura seguinte:

A característica de transferência de um tal circuito é mais facilmente determinada por uma análise sistemática da saída para a entrada como sugerido pelas seguintes equações:

RV

I i=1 ii VRCjCj

IVV ��

��

�+=+=

ωω1

11

11

RV

RCjRV

RV

RCjI

RV

I iii��

��

�+=+��

��

�+=+=

ωω1

21

111

2


Continuando esta análise, conclui-se que:

3332221561

1

CRCRRCjVV

o

i

ωωωβ

−−+==

Assim, o projecto deve verificar:

11561

1

333222

=−−+

⇔=

CRCRRCj

A

A

ωωω

β

Para que a expressão do primeiro membro seja real énecessário que a parte imaginária do denominador seja nula (dado que o numerador já é real). Isto resulta numa frequência de oscilação dada por:

RCo

6

1=ω

Substituindo este valor na expressão anterior obtém-se que deve ser igual a 29.


29A =Os osciladores de deslocamento de fase devem verificar

A frequência das oscilações produzidas por esta montagem será dada pela expressão já determinada:

RCo

6

1=ω


Um oscilador prático de deslocamento de fase RC recorrendo a um BJT é ilustrado na figura seguinte:


Osciladores LC:

Na gama de frequências superiores a cerca de 1MHz, os osciladores LC são mais práticos que os osciladores RC.

Um oscilador sinusoidal básico pode ser visualizado usando dois componentes que têm características ac opostas. A indutância e o condensador são componentes reactivos, e tais componentes são capazes de armazenar energia.

A indutância armazena energia na forma de campos magnéticos quando a corrente o atravessa, e o condensador armazena energia na forma de campo electrostático quando tem uma tensão aos seus terminais.


Um circuito sintonizado pode ser feito oscilar carregando o condensador com uma tensão inicial. Com o interruptor aberto, o condensador C mantém-se carregado e não há corrente no circuito.

Quando o interruptor é fechado (b), o condensador descarrega através da indutância L, criando um campo magnético através do seu enrolamento. A energia electrostática previamente armazenada em C é agora energia magnética armazenada em L.


Quando o condensador descarrega a corrente é nula, isto é, pára a variação de corrente. Nesse momento dá-se o colapso do campo magnético em L. O campo em colapso gera uma força electromotriz, sendo a sua polaridade determinada pela lei de Lenz, e o condensador carrega outra vez, mas na direcção oposta.

Uma vez gasta a energia armazenada em L, o condensador está de novo carregado e volta a descarregar através de L e o ciclo repete-se. Um sinal de saída alternado é produzido desta forma e o circuito tem o comportamento de um oscilador.


Na frequência de ressonância do circuito sintonizado, a reactância indutiva XL iguala a reactância capacitiva XC. Assim sendo,

CL XX =

1

1

rr

r

LC

LC

ωω

ω

= ⇔

=

LCfr π2

1=


O circuito descrito não é um oscilador prático. Teve de se assumir um Q infinito e, mesmo que os componentes fossem ideais sem perdas, a energia não podia ser extraída sem colocar uma carga no circuito. Quando se retira energia do circuito, as oscilações decaem. Este efeito é designado por oscilações amortecidas:


Eventualmente toda a energia é consumida e o circuito pára de oscilar. Se uma carga muito elevada for colocada no circuito, ocorre sobreamortecimento, e toda a energia se esgota antes que possa ter acontecido um ciclo de oscilação.

As perdas num circuito prático são essencialmente devidas àcomponente resistiva presente na construção física da indutância.

Se as perdas de energia pudessem ser compensadas por uma fonte externa, o circuito continuaria a oscilar e a amplitude do sinal sinusoidal permaneceria constante.

Os próximos circuitos conseguem de alguma forma fornecer a energia que o circuito LC perde em cada ciclo.


Oscilador Colpits:

No caso da figura anterior, o transístor montado em emissor comum assegura que o oscilador LC receba a energia necessária (através de C4) para que as oscilações não percam amplitude (evitando que se tornem oscilações amortecidas).


Oscilador Hartley:

O oscilador Hartley é em tudo semelhante ao oscilador de Colpits. Difere essencialmente no facto de que o sinal que éfornecido ao amplificador proveniente do oscilador LC é retirado de um ponto na indutância da associação LC.


Reguladores de tensão lineares

O regulador de tensão linear é um bloco circuital presente em praticamente todos os circuitos de alimentação electrónicos.

Este componente é de fácil utilização, elevada fiabilidade e baixo custo.

Todos os circuitos electrónicos são projectados para funcionar com uma alimentação de uma fonte de tensão que habitualmente se assume como constante.

Um regulador de tensão providencia esta tensão DC constante no valor definido independentemente de variações na carga ou na tensão de entrada (dentro de certos limites).

Se não forem tomadas as devidas precauções, variações na carga podem provocar variações no valor da tensão de alimentação.


Regulador de tensão básicoUm regulador linear opera usando uma fonte de corrente controlada por tensão para forçar uma tensão fixa no terminal de saída do regulador.

O circuito de controlo monitoriza a tensão de saída, ajustando a fonte de corrente para manter a tensão de saída no valor desejado.

Circuito de controlo

RL

Vin

Vout

IL


A tensão de saída é controlada usando uma malha de realimentação.

Uma característica dos reguladores lineares é o facto de requererem um certo intervalo de tempo para ‘corrigir’ a tensão de saída após uma variação na corrente pedida pela carga.

Este atraso temporal define uma característica denominada resposta transiente (transient response), que é uma medida do quanto é rápido um regulador a voltar à situação de estabilidade da tensão após uma variação das condições de funcionamento.


Tipos de reguladores linearesHá três tipos básicos de reguladores de tensão lineares que serão abordados:

- Regulador Low-Droupout (LDO);- Regulador Standard;

- Regulador Quasi LDO;A diferença fundamental entre estes três tipos é a tensão de dropout, que é definida como a tensão mínima necessária entre os terminais do regulador para que este mantenha a tensão de saída regulada.

O regulador que operar com a menor tensão de dropoutdissipará a menor potência, apresentando por isso a maior eficiência.


O segundo parâmetro mais importante de um regulador é a sua corrente de pino terra (ground pin current) necessária para o regulador entregar a tensão definida à carga.

Correntes de pino terra elevadas são indesejadas dado tratar-se de uma corrente ‘desperdiçada’, pois deve ser fornecida pela fonte, mas não é entregue à carga.

ReguladorVin Vreg

RL

ReguladorVin Vreg

RL

Vdropout

Ipino terra


Regulador Low-Dropout (LDO)

A corrente conduzida pelo transístor PNP é controlada pelo transístor NPN e pelo amplificador.

R1

R2

RL

IL

A corrente conduzida pelas resistências R1 e R2 assume-se desprezável quando comparada com a corrente de carga IL.


R1

R2

RL

IL

A malha de realimentação que controla a tensão de saída éobtida usando R1 e R2 para ‘sentir’ a tensão de saída, aplicando a tensão obtida no terminal inversor do amplificador de erro de tensão.O terminal não inversor encontra-se ligado a uma tensão de referência, o que significa que o amplificador de erro ajustarácontinuamente a sua tensão de saída (e implicitamente a corrente através de Q1), para forçar a que as tensões nas suas entradas sejam iguais.

Q1

Q2


9V

5V

4M�

1M�

=1V=5K�

=1mA

Regulador de 5V com tensão de entrada de 9V.

V=1V

RL2=10K�

V=2V

IL2=0,5mA

10V

5V

Situação de aumento do valor da carga.


5V

4M�

1M�

=1V=5K�

=1mA

Regulador de 5V com tensão de entrada de 9V.

V=1V

RL2=1K�

V=0,2V

IL2=5mA

1V

5V

Situação de diminuição do valor da carga.

9V


A queda de tensão mínima requerida através do regulador LDO para manter regulação é apenas a tensão através do transístor PNP:

VDropout(MIN) = VEC

Tensão de dropout de um regulador LDO:

VEC


O regulador LDO tem a menor (melhor) especificação de tensão de dropout dos três tipos de reguladores.

A menor tensão de dropout é a razão porque os reguladores LDO predominam nas aplicações alimentadas a baterias, dado que maximizam a utilização da tensão disponível de entrada.

A corrente de pino de terra de um regulador LDO éaproximadamente igual à corrente na carga dividida pelo ganho do transístor PNP.

A corrente de pino de terra de um regulador LDO é a mais elevada (pior) dos três tipos de reguladores.

Corrente de pino de terra de um regulador LDO:

A tensão de dropout máxima de um regulador LDO é cerca de 0,7 ou 0,8V à corrente máxima.


Regulador standard

O princípio de funcionamento de um regulador standard ésemelhante ao do regulador LDO.

A única diferença está na constituição do elemento controlador de corrente que agora é constituído por mais dois transístores NPN.

QC


Esta alteração permite que a corrente proveniente da fonte faça o drive dos transístores NPN, resultando numa menor corrente de pino de terra.A presença de dois transístores NPN numa configuração Darlington permite que este regulador possa fornecer elevadas correntes.

QC


Tensão de dropout de um regulador standard:Para manter uma regulação da tensão de saída, este regulador necessita de uma queda de tensão entre a entrada e saída de:

VD(MIN) = 2 VBE + VEC

QC


A tensão de dropout a partir da qual a saída do regulador deixa de ser estabilizada será de entre 1,6 até 2,2V para um regulador standard.

Corrente de pino de terra de um regulador standard:

A corrente do pino de terra de um regulador standard é muito baixa.Isto deve-se ao facto de a corrente necessária para colocar em funcionamento os transístores NPN do par Darlington, corrente essa fornecida pela fonte, ser conduzida para a carga, tornando-se corrente ‘útil’.

A configuração deste regulador torna a corrente conduzida por QC extremamente pequena, tornando igualmente pequena a corrente de pino terra.A corrente de pino terra deste regulador é a mais baixa (melhor) das três configurações aqui estudadas.


Regulador Quasi LDO

Uma variação do regulador Standard é o regulador Quasi LDO, que usa um transístor NPN e um PNP como dispositivo de controlo da corrente que atinge a carga.


Tensão de dropout de um regulador Quasi LDO:Para manter uma regulação da tensão de saída, este regulador necessita de uma queda de tensão entre a entrada e saída de:

VD(MIN) = VBE + VEC

As especificações deste tipo de reguladores apontam para tensões de dropout nunca inferiores a 0,9V.


A tensão de dropout de um regulador Quasi LDO é superior à de um regulador LDO, mas inferior à de um regulador Standard.

A corrente de pino de terra do regulador Quasi LDO érazoavelmente baixa, da ordem de grandeza verificada no regulador Standard.

Sumário:


O regulador Standard é habitualmente melhor para aplicações alimentadas a partir da rede eléctrica.Neste tipo de aplicações, a tensão aos terminais do regulador étipicamente de 3V ou mais, pelo que a tensão de dropout não éuma questão crítica.

O regulador LDO é mais adequado a aplicações alimentadas por baterias.Devido à inferior tensão de dropout, isto traduz-se directamente em redução nos custos pela redução no número de células de bateria necessárias para ser possível uma tensão de saída regulada.

Se a diferença de tensão entre a entrada e a saída é baixa (1 ou 2V), o LDO é mais eficiente que um regulador Standard devido àreduzida dissipação de potência.

��

Altere o circuito de forma a que seja possível entregar uma maior corrente àcarga. Esboce o novo circuito.c)1

Analise com atenção o circuito e indique a tensão aproximada que aparece aos terminais da resistência, caso utilize um díodo de tensão de zener de 6V.b)1

Que valor de tensão estará esta montagem a regular na carga.a)1

Dúvidas????????

0mV=-0,7

0,7 0,7

10mV -0,70,705 0,695

-10mV -0,70,695 0,705

5mV

-5mV

-5mV

5mV

0mV

0mV1

1

vBEVT

C Si I e=2

2

vBEVT

C Si I e=


Devido à dificuldade de difundir impurezas em ambos os lados de uma wafer semicondutora, é vulgarmente utilizada uma geometria de um só lado em vez da discutida até aqui.

O substrato funciona como a segunda porta.

Transístores JFET

Electrónica II 05_06/E2 Aulas... · Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Objectivos da...

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