“Diseño de un sensor de potencia para

Radio Frecuencia”

Por:

Lic. Oscar Addiel Seseña Osorio.

Tesis sometida como requisito parcial para obtener el

grado de:

Maestro en Ciencias en la especialidad de Electrónica

en el Instituto Nacional de Astrofísica, Óptica y

Electrónica.

Julio 2011 Tonantzintla, Puebla

Supervisada por:

Dr. Roberto S. Murphy Arteaga Investigador titular del INAOE

©INAOE 2011

Derechos Reservados

El autor otorga al INAOE el permiso de

reproducir y distribuir copias de esta tesis en su

totalidad o en partes.

I

Dedicatoria

A mis padres Jorge y Zeferina

y

A mi hermano Jorge Alberto

II

Agradecimientos Al Dr. Roberto S. Murphy Arteaga por apoyarme aún conociendo de su agenda

apretada debido a sus responsabilidades en Formación Académica, le agradezco su tiempo, toda su paciencia y su apreciada guía para elaborar este trabajo de investigación.

Al INAOE que me albergó en sus instalaciones para seguir estudiando con comodidades envidiables.

A CONACYT por la beca que me otorgo como apoyo parcial a este trabajo de investigación a través de los proyectos CONACyT 83774-Y y FORDECyT 115976.

A mi mamá Zeferina por demostrarme todo su amor, por apoyarme y no

dejarme abdicar en los peores momentos. A mi papá Jorge qué me ha enseñado que con trabajo, compromiso en la vida y

a la familia se puede realizar todos nuestros sueños. A mi hermano que es un modelo a seguir en la lucha y perseverancia, cuando

acudíamos a la primaria. En la universidad con su ejemplo de que la lucha se tiene que hacer todos los días, que los desvelos y la responsabilidad son cotidianos. Gracias por las palabras de aliento durante la maestría.

A mi familia en especial a mi tía Fran, que con su apoyo moral y económico este

proyecto de mi vida no lo habría concluido. A mis tíos Fidel y Heracleo por ser una motivación de seguir esforzándome con

mis estudios, agradezco sus consejos además ser un ejemplo de luchar para alcanzar los objetivos que nos proponemos.

Y a Ma.M.B.G.(NIÑA HERMOSA) por acompañarme casi al final de este

proyecto que me habría encantado compartirlo en este año y que durante el tiempo de la maestría me brindaste tu tiempo, cariño, comprensión y amor.

A Daniela Díaz que me brindo su tiempo, comprensión, palabras alentadoras

cuando las necesitaba, gracias a este trabajo pudimos fortalecer nuestra amistad. Además agradezco todos los consejos y ayuda en los temas relacionados.

A mis amigos Cesar Calleja, Miriam Cruz, Miguel Tlaxcalteco, Arturo Hernández, y a mis compañero de generación por su compañerismo, apoyo y convivencias compartidas.

III

Al jurado formado por el Dr. Ignacio Zaldivar, Dr. Reydezel Torres, Dr. Wilfrido Calleja, Dr. Roberto Murphy por sus observaciones y recomendaciones muy valiosas.

Resumen Este trabajo de investigación presenta el diseño de un sensor de potencia para

Radio Frecuencia (RF) utilizando componentes MicroElectroMecánicos (MEMs). Los sensores son utilizados en muchos ámbitos de la vida con la finalidad de

interpretar los fenómenos físicos a señales eléctricas, los sensores de potencia son aquellos que determinan la magnitud de energía que tiene una señal eléctrica.

La presencia de los sensores de potencia en su mayoría son terminales esto significa que la señal eléctrica es disipada, esto ha motivado a la investigación de otro tipo de sensor de potencia no-terminal, el sensor de potencia through (no–terminal); es aquel qué en el proceso de medición no disipa la señal eléctrica.

El crecimiento en la investigación de MEMs ha mostrado diversas

características como bajo consumo de energía, alta sensibilidad, alta integración en chip con dimensiones de escalas micrométricas, por mencionar algunos. En las áreas de electrónica, óptica, medicina, industria, entre otras. En la rama de comunicaciones en electrónica se han investigado filtros, conmutadores, capacitores, entre otros, de los cuales destacan con una respuesta más rápida comparado con los sistemas macro, siendo ésta la razón para el desarrollo de dispositivos para los sistemas de comunicación.

Los sistemas de comunicación han detonado un gran desarrollo en muchas

áreas de la investigación, éstos sistemas nos brinda comodidad: movilidad, rapidez, uso eficiente de energía, por mencionar algunos. Para tener un uso eficaz de la energía es imprescindible tener un sensor de potencia que monitoreé su intensidad.

Este trabajo de investigación presenta la utilización de un conmutador como

parte del sensor de potencia. En esta tesis se presentan los diferentes componentes que conforma el sensor de potencia que son: un conmutador RF MEMs y una guía de onda.

IV

El diseñó de la guía de onda coplanar se realizó a una impedancia de 50Ω para

obtener un buen acoplamiento, el conmutador consta de una membrana que es suspendida por una red de resortes. Además se realizó una compensación en impedancia debido a la combinación de ambos obteniendo una mejora en el desempeño.

El diseño incluye consideraciones o reglas de diseño para el proceso de fabricación SUMMiT V de los Laboratorios Nacionales de Sandia en los Estados Unidos, siendo compatible para la fabricación de circuitos integrados CMOS (CI CMOS).

Los valores obtenidos en simulación son de S21= –1.0dB y S11= –18dB hasta

una frecuencia de 10GHz

Objetivos El diseño de un sensor de potencia para RF que sea un dispositivo no-terminal

de forma que no disipe la señal eléctrica RF. Que el diseño tenga compatibilidad con los procesos de fabricación estándar de

CI CMOS.

Justificación Los Sistemas Micro-Electro-Mecánicos (MEMs) han experimentado un

crecimiento en Radio Frecuencia (RF) en electrónica. En esta rama de comunicaciones se han desarrollado componentes como: filtros con un ancho de banda muy angosta, inductores, entre otros, todos ellos con integración a CI CMOS. Son dispositivo que consumen poca energía y su producción son de forma masiva y con ello se reducen los costos de manufactura.

La medición de la potencia es de gran relevancia, ya que se pueden utilizar en

sistemas de protección, control de ganancia, sistemas de radar u otras aplicaciones como inalámbricas en donde es necesaria la eficiencia en consumo de energía.

V

En este proyecto de investigación se diseñó un sensor de potencia para RF

como un dispositivo no–terminal, el sensor tipo a-través (through) utiliza componentes MEMs. Además el sensor de potencia tiene la compatibilidad para un proceso de fabricación estándar de CI.

Motivación. Los sensores de potencia son un dispositivo para monitorear la magnitud de

energía de una señal, los sistemas de comunicación pueden trabajar en rangos de potencia muy bajos. Así el ahorro de energía es vital como en sistemas de comunicación móviles, en los que se puede prolonga el uso de la batería.

Este trabajo de tesis contribuye ha un dispositivo eficiente en energía ya que no

convierte la energía eléctrica a calorífica. Además de poder disminuir el costo de producción del dispositivo, ya que es compatible para un proceso de fabricación estándar CI CMOS de manera que no se requiere modificar el proceso de fabricación.

Las motivaciones en resumen son: consumo eficiente de energía,

compatibilidad en proceso de fabricación, incremento del ancho de banda, incremento en la sensibilidad y medición de la potencia de una señal eléctrica sin alterar a la señal original.

Organización La presente tesis está organizada en 5 capítulos. En el capítulo 1 se detalla el

uso y tipos de sensores de potencia. En el capítulo 2 se presentan las herramientas matemáticas usadas para el diseño de los componentes que conforman al sensor, así como una descripción del proceso de fabricación. El capítulo 3 describe el patrón geométrico y las características. Las simulaciones se encuentran en el capítulo 4. El capítulo final presenta las conclusiones y contribuciones obtenidas de este trabajo.

VI

Contenido

Dedicatoria............................................................................................................................I

Resumen............................................................................................................................ III

Objetivos.............................................................................................................................IV

Justificación.......................................................................................................................IV

Motivación........................................................................................................................... V

Organización....................................................................................................................... V

Contenido ...........................................................................................................................VI

Capítulo 1 Introducción................................................................................................. 1

1.1 Introducción ................................................................................................................... 1

1.2 Sensor.............................................................................................................................. 1

1.3 Necesidades de los sensores de potencia RF ................................................................ 5 1.3.1 Aplicaciones de microondas ............................................................................................................7

1.4 Tipos de sensores de potencia RF............................................................................... 12 1.4.1 Sensores de potencia disipativos ..............................................................................................16

1.4.1.1 Termoresistor (Termistor): .............................................................................................17 1.4.1.2 Termoacoplador (Termopar): .........................................................................................19 1.4.1.3 Diodo: .............................................................................................................................22

1.4.2 Sensores de potencia con línea-a través (Through)..................................................................26

1.5 Publicaciones de sensores through .................................................................................... 31

1.6 Propuesta del sensor de potencia para RF through.................................................. 37

VII

Capítulo 2 Marco Teórico............................................................................................ 41

2.1 Componentes del sensor de potencia RF ................................................................... 41 2.1.1 Análisis matemático .................................................................................................................41

2.1.1.1 Descripción .....................................................................................................................41 2.1.1.2 Membrana RF MEMs y Guía de Onda Coplanar ( CPW ).............................................43

2.1.1.2.1 Capacitancia de placas paralelas................................................................................45 2.1.1.3 Guía de onda coplanar (“CPW” – CoPlanar Waveguide) ..............................................47

2.1.1.3.1 Estructura de una guía de onda coplanar convencional.............................................48 2.1.1.3.2 Ecuaciones de una CPW ............................................................................................49

2.1.2 Comportamiento mecánico de red de resortes...............................................................................53 2.1.2.1 Estrés...............................................................................................................................53 2.1.2.2 Módulo de Young ...........................................................................................................54 2.1.2.3 Coeficiente de Poisson....................................................................................................54 2.1.2.4 Vigas ...............................................................................................................................54

2.1.2.4.1 Combinación en resortes............................................................................................57 2.1.3 Inclusión de discontinuidades en CPW y Compensación RF ..................................................60

2.2 Proceso de fabricación................................................................................................. 62

Capítulo 3 Diseño......................................................................................................... 64

3.1 Patrón geométrico del sensor de potencia RF ........................................................... 64 3.1.1 Resortes ....................................................................................................................................64 3.1.2 Membrana suspendida..............................................................................................................68 3.1.3 Cambio de impedancia .............................................................................................................69

3.2 Características esperadas............................................................................................ 70

3.3 Resumen de dimensiones............................................................................................. 73

3.4 Patrón geométrico con pads de medición .................................................................. 75 3.4.1 Perfil del proceso......................................................................................................................78

VIII

Capítulo 4 Simulación ................................................................................................. 80

4.1 Simulación de desplazamiento. ................................................................................... 80

4.2 Capacitancia................................................................................................................. 85

4.3 Simulaciones de parámetros eléctricos o parámetros S ........................................... 86

4.4 Discusión de los resultados.......................................................................................... 91

Capítulo 5 Conclusiones y Trabajo a futuro............................................................... 94

5.1 Conclusiones................................................................................................................. 94

5.2 Trabajo a futuro .......................................................................................................... 97

Referencias......................................................................................................................... 98

Apéndice A: Reglas de Diseño……………………………………………………......102 Apéndice B: Patrón Geométrico de PAD……………………………………………135

1

Capítulo 1 Introducción

1.1 Introducción

Actualmente los sistemas de comunicación son parte importante en nuestra vida

cotidiana, que van desde la radio, televisión, teléfonos móviles, redes de computadoras etcétera; donde las aplicaciones de los sistemas de comunicación son interminables, a través de éstos se puede transmitir información como: voz, video y datos.

Un ejemplo de éstos son: sistemas de comunicación terrestre, el cual es

imprescindible un sensor para poder monitorear la intensidad de la señal eléctrica recibida.

En este capítulo aparecerán los distintos tipos de sensores, además de la

motivación para el desarrollo de la presente tesis.

1.2 Sensor

Un sensor es un dispositivo que provee de un interfaz entre el mundo real y el

equipo electrónico, los sensores convierten lo no eléctrico como magnitudes de fenómenos Físicos y/o Químicos a variables de instrumentación por ejemplo: temperatura, intensidad lumínica, distancia, aceleración, inclinación, desplazamiento, presión, fuerza, torsión, humedad, pH, etc.

Trasladando esto al sentido humano, se podría decir que se tiene el concepto

de: oír, ver, gusto, en un equipo electrónico Tabla 1.1.

_______________________________________________________ Tabla 1.1) Formas de energías detectadas por sensores artificiales haciendo una relación

con los sentidos humanos.

2

Forma de energía

Química

Mecánica

Radiante

Térmica

Sentidos humanos

Gusto y olfato

Oído y tacto

Vista y tacto

Tacto

_______________________________________________________ El progreso tecnológico permite que los sensores se fabriquen cada vez más

pequeños, a escala microscópica, a éstos se les llama microsensores, ya que muchos de ellos emplean la tecnología para realizar Sistemas Micromáquinados (MEMs). En la mayoría de los casos, un microsensor alcanza velocidades más altas y una mayor sensibilidad en comparación con los enfoques macroscópicos.

Los microsensores han encontrando innumerables aplicaciones por ejemplo:

como monitores en la industria, automatización industrial, en la industria automotriz, transportación, telecomunicaciones, computación, robótica, monitorización climática, el cuidado de la salud, la agricultura, en otras palabras, en casi todas las esferas de la vida.

La clasificación de los sensores puede ser simple o muy compleja; una buena

manera para su clasificación es considerar todas las propiedades como, qué se va a medir (estímulo), qué especificaciones tiene, qué fenómenos físicos, qué mecanismos de conversión utiliza, etc.

Las Tablas 1.2 a 1.6 presentan las diversas características que se pueden

tomar en cuenta durante el diseño de un sensor en diversas aplicaciones.

_______________________________________________________ Tabla 1.2) Especificaciones.

• Sensibilidad

• Estabilidad

• Exactitud

• Velocidad de respuesta

• Características de traslape

• Histéresis

• Tiempo de vida útil

• Costo, tamaño, peso

• Rango de estimulo

• Resolución

• Selectividad

• Condiciones ambientales

• Linealidad

• Formato de resultado

• Otros.

3

_______________________________________________________

Tabla 1.3) Medios de la detección usados en sensor.

• Biológico

• Químico

• Eléctrico, Magnético o Ondas

Electromagnéticas

• Calor, Temperatura

• Desplazamiento Mecánico o Movimiento

• Radioactividad, Radiación

• Etc.

_______________________________________________________

Tabla 1.4) Campo de Aplicación.

• Agricultura

• Ingeniería Civil, Construcción

• Distribución, Finanzas

• Energía, Potencia

• Salud, Medicina

• Fabricación

• Militar

• Mediciones Científicas

• Transportación

• Automotriz

• Electrodomésticos

• Medioambiente, Meteorología, Seguridad

• Información, Telecomunicaciones

• Marina

• Recrearon, Juguetes

• Espacio

• Otros.

_______________________________________________________

Tabla 1.5) Fenómeno de conversión.

Físico Termoeléctrico

Fotoeléctrico

Fotomagnético

Magnetoeléctrico

Electromagnético

Termoelástico

Termomagnético

Electroelástico

Otros.

Químico: Transformación química

Transformación física

Procesos electroquímicos

Espectroscopia

Otros.

Biológico: Transformación bioquímica

Transformación física

Efectos en organismos de prueba

Otros.

4

_______________________________________________________ Tabla 1.6) Estímulos.

Acústico Amplitud de onda, fase

Espectro

Velocidad de fase

Otros.

Biológico Biomas (tipo, concentración)

Otros.

Químico Componentes

Otros.

Eléctrico Carga, Corriente

Voltaje

Campo eléctrico (amplitud,

fase)

Conductividad

Otros.

Magnético Campo magnético (fase,

amplitud)

Conductividad

Permitividad

Óptico Amplitud de onda, fase

Velocidad de onda

Índice de refracción

Otros.

Mecánico Posición

Aceleración

Fuerza

Estrés, Presión

Tensión

Densidad de masa

Momento, Troqué

Otros.

Radioactivo Energía

Intensidad

Otros.

Térmico Temperatura

Flujo

Conductividad térmica

Otros.

Las características fundamentales de este trabajo son para un sensor de

potencia RF, concretamente es: Estimulo: Onda electromagnética. Especificaciones: Detección de potencia de una señal RF Fenómeno de conversión: Electromecánico. Fenómeno de detección Capacitancia variable. Campo de aplicación Comunicaciones. Requerimientos: Compatibilidad con un proceso de

fabricación de CI estándar.

5

1.3 Necesidades de los sensores de potencia RF

Las señales eléctricas se generan fundamentalmente por dispositivos

semiconductores que permiten la emisión de potencia. Para la detección de la magnitud eléctrica una herramienta clave es el medidor de potencia Figura 1.9. Dentro del medidor está un sensor y la elección de éste dependerá para que aplicación es utilizado.

Los sensores de potencia son muy importantes para los sistemas electrónicos,

debido a que éstos funcionan mediante voltajes y corrientes, recordando que la potencia tiene la relación entre ambos términos Ecuación 1.1.

P V I= • . . . . . . . . . 1.1

Algunos dispositivos electrónicos funcionan de mejor manera con corriente que

con voltaje o viceversa. La utilidad de los sensores de potencia son para determinar si el dispositivo electrónico cuenta con la energía suficiente para funcionar apropiadamente; en caso contrario éste no funcionará o entregará resultados inadecuados.

Los sensores de potencia se sitúan en el trayecto de un sistema de

comunicación, los sistemas de comunicación son alámbricos o inalámbricos, ocasionalmente la utilización de sistemas alámbricos es inadecuado debido a la falta de canal y a su vez al elevando costo o la dificultad de la instalación del canal de comunicación como: guías de onda, fibra óptica, etcétera.

Una buena solución, es el uso de sistemas inalámbricos, es en donde se detona la posibilidad de tener locaciones aisladas o lejanas como son: sistemas de comunicación de microondas terrestres o sistemas de comunicación satelital.

Los sistemas de comunicación se tienen que ajustar a un ancho de banda y a

una frecuencia de operación, ya que el espectro electromagnético esta dividido Figura 1.1, para no interferir una aplicación con otra. Ya que se tienen regulaciones para el uso del espectro electromagnético, siendo éste que está dividido como se observa en la Figura 1.1 con esto se evita que se tengan interferencias en diferentes aplicaciones.

6

3x10 5

10 3 10 2 10 1 10 -1 10 -2 10 -3 10 -4 10 -5 10 -6 10 -7

3x10 6 3x10 7 3x10 8 3x10 9 3x10 10 3x10 11 3x10 12 3x10 133x10 14 3x10 15

Onda

s d

e ra

dio

AM

Onda

s Cor

tas d

e ra

dio

TV FM

Micr

oond

as

Infra

rrojo

Lejan

o

Infra

rrojo

Luz V

isible

Larg

as

Longuitud de Onda (m)

Frecuencia (Hz)

Figura 1.1) Espectro electromagnético [1].

7

1.3.1 Aplicaciones de microondas

Comunicación CalentamientoIndustria y Biomedicina

Aplicaciones de microondas

Terrestre

Satelital

Radar

Militar

Sensado remoto

Vehículos espaciales

Paqueteria de envio

Avión de navegacion

Control de trafico aereo

Civil

3C

Guerras

Guía de armamento

Navegación

Vigilancia

Procesos de control

Imagen

Monitoreo

Aumento de la temperatura

Tratamiemto de desperdicio nuclear

Tratamiento con polimero para la elastisidad

Curaciones

Secado

Industria

Casa

Figura 1.2) Algunas aplicaciones de microondas [2].

Sistemas de comunicaciones de microondas: Los sistemas de comunicación terrestres usan dos estaciones de servicio

(Emisor-Receptor) ubicados en la línea de vista (trayectoria directa) Figura 1.3.

Trayectoria Directa

Trayectoria Reflejada

Figura 1.3) Trayectorias posibles de dos estaciones base.

8

Las antenas de microondas se colocan a una altura considerable sobre el nivel de piso evitando obstáculos y así poder conseguir mayores distancias. El costo del sistema depende principalmente de la potencia y la frecuencia de operación.

Las Sub-bandas del espectro electromagnético en sistemas de microondas

Tabla 1.7 se encuentran alrededor de los 10–26 GHz, que son capaces de conectar dos sitios de hasta 24 kilómetros de distancia. Los equipos que operan en frecuencias entre 2-8GHz, puede transmitir a una distancia de separación entre 30 y 45 kilómetros. Dependiendo de factores como: clima, terreno, cuerpos de agua, etcétera ya que ocasionarían atenuaciones o múltiples reflexiones.

_______________________________________________________

Tabla 1.7) Sub-bandas que dividen el espectro electromagnético.

AM 535 – 1605KHz

Ondas Cortas de

Radio

3 – 30MHz

FM 88 – 108MHz

US Telefonía

Celular

824 – 894MHz

GSM en Europa 880 – 960MHz

GPS 1575.42MHz

1227.60MHz

US UWB 3.1– 10.6GHz

US banda DBS 11.7 – 12.5GHz

Banda L 1 – 2GHz

Banda S 2 – 4GHz

Banda C 4 – 8GHz

Banda X 8 – 12GHz

Banda Ku 12 – 18GHz

Banda K 18 – 26GHz

Banda Ks 26 – 40GHz

Banda U 40 – 60GHz

Banda V 50 – 75GHz

Banda E 60 – 90GHz

Banda W 75 – 110GHz

Banda F 90 – 140GHz

Sistemas de comunicación por satélite: El objetivo de utilizar satélites es para poder comunicarse a una mayor

distancia, debido a la curvatura del planeta es imposible tener una línea de vista, y la utilización de repetidoras es muy complejo y costoso. El satélite captura el campo electromagnético y la retransmite hacia la tierra modulada en frecuencia como un enlace de bajada, esta frecuencia suele estar 2 – 10GHz debido a que los efectos naturales se ven disminuidos Tabla 1.8.

9

_______________________________________________________ Tabla 1.8) Bandas de frecuencias utilizadas para las comunicaciones por satélite [3].

Bandas Rango de Frecuencias Servicios Principales Usos

VHF 30 – 300MHz Fijo Telemetría

UHF 300 – 1000MHz Móvil Navegación, Militar

L 1 – 2GHz Móvil Emisión de audio, radiolocalización

S 2 – 4GHz Móvil Navegación

C 4 – 8GHz Fijo Voz, datos, imágenes, TV

X 8 – 12GHz Fijo Militar

Ku 12 – 18GHz Fijo Voz, datos, imágenes, TV

K 18 – 26GHz Fijo TV, comunicación satélital

Ka 26 – 40GHz Fijo TV, comunicación satélital

Sistemas de radar: Hay varios tipos de radares trabajando en la banda “X”, podemos encontrar

radares de onda continua, discreto (pulsos), de polo único o de polo doble. El radar en banda “X” tiene diferentes modalidades en su uso, como por ejemplo: radar de uso civil, militar, instituciones gubernamentales, aplicaciones en sistemas meteorológicos, en el control de tráfico aéreo, para la defensa militar, etcétera, estos tipos de radares son altamente sensibles.

Para el servicio meteorológico son de gran utilidad debido a que pueden

detectar la intensidad de la tormenta; La banda en que trabaja es relativamente alta, siendo que la longitud de onda es relativamente corta, así permitiendo tener una resolución considerablemente alta al momento de la proyección de imagen en el radar.

También son utilizados para la detección de objetos remotos, como un tipo de

radar para la detección de velocidad, otra característica de los detectores de radar es que rastrean las frecuencias que se utilizan, así se pueden dar aviso cuando ésta es detectada y además de superar un umbral de potencia (ejemplo: utilizado por automovilistas que viajan a velocidades altas con el fin de no ser multados).

10

Sistemas de comunicación personal. Cuando un equipo celular se aleja de una torre de servicio la intensidad de la

señal disminuye con respecto a la separación, para poder tener una comunicación continua es necesario otra torre de servicio más próxima para que retome el servicio de comunicación Figura 1.4 esto se logra midiendo el nivel de potencia del sistema móvil y el procesamiento de datos del mismo. Algunas redes de telefonía celular usan bajas frecuencias de microondas.

Figura 1.4) Torres de servicio proporcionando comunicación a teléfonos móviles [4].

Los protocolos inalámbricos LAN (Local Area Network) , tales como Bluetooth y

de Wi-Fi IEEE 802.11g y b que también usan microondas, en la banda ISM (Industrial Scientific and Medical) usa un rango de los 5GHz en el protocolo de comunicación IEEE 802.

La televisión por cable y el acceso a Internet vía cable coaxial usan algunas de las más bajas frecuencias de microondas Tabla 1.8.

Radioaficionado: En muchos países, se reserva el segmento 10 a 10.50GHz. Otros sistemas. Un equipo de los más conocidos es el horno de microondas, que usa un

magnetrón para producir ondas a una frecuencia de aproximadamente 2.45GHz.

11

En la industria armamentista, ha desarrollado prototipos de armas que utilizan la

tecnología de microondas para la incapacitación momentánea de diferentes enemigos en un radio limitado.

La utilización a diario de equipos electrónicos hace no descubrir que equipos

usan sensores de potencia: La automatización de apertura/cierre de puertas de estacionamiento, apertura y cierre de persianas Figura 1.5, encendido de luces, los cuales éstos son por medio de transmisores y receptores RF.

Figura 1.5) Sistema inalámbrico para el control de persianas [5].

Otros sistemas son los equipos de seguridad que colocan cámaras

inalámbricas: en escuelas, laboratorios, bóvedas, bodegas, etcétera. También pueden ser utilizados para el rastreo de vehículos: automóviles,

trailers, botes, barcos, mercancía, mensajería postal, etcétera. Un sensor puede ser parte de un dispositivo de protección en equipos de

medición de alto costo, como los equipos de medición de microondas y ondas milimétricas Figura 1.6, debido a que son susceptibles a la potencia y al sobrepasar a éste, el equipo o módulo de medición se daña, representando un alto costo la reposición o el servicio de reparación, por mencionar un ejemplo; al medir a la salida de un amplificador con alta ganancia.

12

Figura 1.6) VNA Agilent 20HP N5230A [www.agilent.com].

1.4 Tipos de sensores de potencia RF

La medición de potencia es realizada por equipos electrónicos especializados

Figura 1.7. Existen varios caminos para obtener la magnitud de la señal, éstos equipos cuentan con un sensor de potencia.

Otro equipo es un analizador de espectros, además de otros instrumentos:

Éstos instrumentos son viables para la medición del nivel de potencia en una frecuencia en particular, sin embargo no pueden medir la potencia en todas las frecuencias, la medición puede ser imprecisa.

13

Figura1.7) Instrumentos para medición de potencia [6, 7, 8].

Los sensores de potencia tienen dos caminos de operación, se pueden clasificar

como; sensores de potencia disipativos y sensores de potencia con línea-a través (through) Figura 1.8. Existen equipos de medición que son compatibles con los dos tipos de sensores, esto depende de para que aplicación será utilizado Figura 1.9.

Figura 1.8) Sensor through y disipativas.

14

Figura 1.9) Medidor Digital de potencia para sensores BIRD[9].

Unidad de potencia La unidad de potencia eléctrica que es internacionalmente aceptada es el WATT

(W), que esta definido, como un flujo de energía de un joule por segundo. o “el flujo de energía por unida de tiempo”. La unidad watt no siempre es adecuada para algunas aplicaciones, siendo comúnmente encontrar a éste, en sub-unidades y súper-unidades (por ejemplo “miliwatts”, “kilowatts”, “megawatts”).

Es una practica común el expresar la relación de potencia en términos de

decibeles(dB), permite sumarse o/y restarse a la ganancias y pérdidas, en lugar de multiplicar y dividir. Los circuitos RF de baja potencia generalmente la unidad utilizada es dBm, donde 1dBm corresponde a un nivel de potencia de 1mW.

10 log0.001

Potencia en watts(W)

W

W

PdBm

P

⎡ ⎤= ⋅ ⎢ ⎥⎣ ⎦

= . . . . . . . 1.2

A continuación se muestra una tabla de equivalencias de voltajes, decibeles,

watts Tabla 1.9, donde se consideró una carga de 50 ohms.

15

_______________________________________________________ Tabla 1.9) Tabla de equivalencias de voltajes a decibeles.

Potencia Voltaje

[dB] [dBm] [Watts] [Volts]

30 60 1 x10e3 223 55 316 124

20 50 100 70.7 45 31.6 39.7

10 40 10 22.3 35 3.16 12.4

0 30 1 7.07 25 316 x10e-3 3.97

-10 20 100 x10e-3 2.23 15 31.6 x10e-3 1.24

-20 10 10 x10e-3 707 x10e-3

5 3.16 x10e-3 397 x10e-3

-30 0 1 x10e-3 223 x10e-3

-5 316 x10e-6 124 x10e-3

-40 -10 100 x10e-6 70.7 x10e-3

-15 31.6 x10e-6 39.7 x10e-3

-50 -20 10 x10e-6 22.3 x10e-3

-25 3.16 x10e-6 12.4 x10e-3

-60 -30 1 x10e-6 7.07 x10e-3

-35 316 x10e-9 3.97 x10e-3

-70 -40 100 x10e-9 2.23 x10e-3

-45 31.6 x10e-9 1.24 x10e-3

-80 -50 10 x10e-9 707 x10e-6

-55 3.16 x10e-9 397 x10e-6

-90 -60 1 x10e-9 223 x10e-6

-65 316 x10e-12 124 x10e-6

-100 -70 100 x10e-12 70.7 x10e-6

-75 31.6 x10e-12 39.7 x10e-6

-100 -80 10 x10e-12 22.3 x10e-6

16

1.4.1 Sensores de potencia disipativos

Los sensores disipativos o también llamados dispositivos terminales Figura 1.10

realizan la conversión de la señal eléctrica a temperatura por medio de una resistencia de carga Ro que tiene el valor resistivo igual a la impedancia característica de entrada, el resultado de voltaje de salida depende de la temperatura sensada. Éstos módulos de detección de temperatura son diseñados para rango de RF y microondas, Los dispositivos son fabricados a base de: termoresistores, termopares y diodos Figura 1.11.

Figura 1.10) Sensor de potencia terminal.

Figura 1.11) Módulos de conversión de temperatura a voltaje.

Los sensores disipativos presentan características atractivas como: un ancho de

banda, buena sensibilidad, bajas pérdidas, dando así resultados de un buen desempeño en la detección de potencia. Provocando un amplio estudio en dispositivos terminales.

17

1.4.1.1 Termoresistor (Termistor):

Este sensor transforma la señal RF a temperatura por medio de una resistencia

de carga; el cambio de temperatura es proporcional a la potencia de la señal. También el termoresistor puede ser utilizado en dirección inversa, convertir temperatura a señal eléctrica, ya que es directamente proporcional la temperatura a la resistencia eléctrica del termoresistor.

Teniendo la posibilidad de usar dos termoresistores; uno para disipar la energía

y el otro para medir. La exactitud es buena cuando existe un buen acoplamiento entre la línea de transmisión y la carga (termoresistor).

Un termoresistor es una resistencia que cambia su valor eléctrico con la

variación de la temperatura. Figura 1.12.

Figura 1.12) Sensor de potencia con termoresistor.

Usualmente son fabricados de un compuesto óxido metálico, en la Figura1.13

se muestra el comportamiento típico de la curva Resistencia-vs-Temperatura de un dispositivo termistor.

Para un coeficiente negativo de temperatura (NTC) el valor resistivo disminuye

con forme aumenta la temperatura. Para un coeficiente positivo de temperatura (PTC) el valor resistivo aumenta con forme a la temperatura.

18

Figura 1.13) Coeficiente de temperatura positivo (PTC) y negativo (NTC) [10].

La característica principal de la resistencia es altamente no-lineal, de manera

que varía considerablemente de un termoresistor a otro. Compañías que comercializaron como EMC Technology Inc., Gigatronic, y Dorado International Corporation, Agilent Technology con el modelo 432A Figura 1.14 y otro modelo que sustituye al mencionado es el 1830A.

Figura 1.14) Termistor Agilent 432A [11].

19

1.4.1.2 Termoacoplador (Termopar):

Los termoacopladores se basan en temperatura, son similares en mucho a los

sensores con termistores, son viables para la medición de bajas potencias Figura 1.15.

Figura 1.15) Sensor de potencia con termopar.

El principio del termopar está basado en el efecto Seebeck. El voltaje de salida

depende de la aparición del gradiente de temperatura en la unión de dos metales diferentes en un circuito cerrado Figura 1.16.

Figura 1.16) Sensor de potencia con termopar[Joseph].

El fenómeno físico de “Fuerza Electromotriz Thomson” se muestra en la Figura

1.17. Un metal se calienta en un extremo, como consecuencia, varios electrones obtienen suficiente energía para ser liberados de los átomos donde pertenecen, el resultando es un incremento de electrones libres, teniendo éste aumento de la densidad de electrones, comienzan a mover por difusión (de derecha a izquierda en la Figura 1.17), resultando un voltaje y un campo eléctrico en el metal.

20

E

Difusión de electrones

Figura 1.17) Efecto en metales [12].

Cuando se unen dos metales con diferentes densidades de electrones. El

mismo principio es aplicado en el punto de unión de los metales. El efecto electromotriz es similar en ambos metales, si son calentados en el

punto de unión, ocasionando la liberación de electrones de los átomos y ocurre la difusión de electrones. La diferencia de los dos metales es que uno tiene mayor densidad de electrones que el otro, siendo que tiene una difusión distinta en ambos metales, y por lo tanto es distinto el voltaje de la fuerza electromotriz V1 y V2. El voltaje diferencial en los extremos fríos es llamado voltaje Seebeck, Figura 1.18.

Vh

V1

V2

V

Figura 1.18) Efecto Seebeck [13].

Es difícil la fabricación de un termopar tradicional en un CI, ya que es

complicado modificar un proceso de fabricación CI debido a los distintos materiales. Además de que existen otros dispositivos que se pueden ver afectados en el cambio del proceso, debido a que comparten el mismo sustrato.

21

Una forma de medir la potencia de una señal RF es con la configuración que se muestra en la Figura 1.19 en que se muestra dos termopares unidos, con el fin de poder incrementar el voltaje, siendo que el voltaje RF en el termopar es bajo por lo tanto se añade un voltaje de referencia, con éste arreglo o configuración es llamado termoacoplador.

Figura 1.19) Configuración para medir potencia de una señal RF [Joseph].

Los modernos termoacopladores presentan mayor sensibilidad que los

termistores, además de detección de bajos niveles de potencia. Sus características han sido estudiados ampliamente siendo más robustos y resistentes que los termistores,. Se tienen termoacopladores desarrollados completamente integrables a un proceso MMIC[14], Un diseño ya integrado en un proceso CMOS Figura 1.20 con frecuencia de operación hasta 50GHz, o en un rango dinámico de -30dBm a 10dBm hasta 20GHz[15].

Figura 1.20) Uso de termoacopladores para sensor de potencia [16].

22

Los sensores son comercializado por Agilent, Anritsu Ltd., Boonton Electronics

Corporation, Oritel, Dorado International Corporation, Gigatronics, Rohde & Schwarz, entre otras. El sensor con termopar Agilent tiene un amplio rango dinámico de -30dBm a +20dBm por arriba de 20GHz, con los modelos de Agilent 8480, Agilent E8480[17].

_______________________________________________________

Tabla 1.10) Tipo de Termopares Tradicionales [18].

TC Componentes Rango(min., máx.)

mV

Voltaje

Máximo

J Hierro – Cobre / Níquel -180 , 750 42.2

K Níquel / Cromo – níquel /Aluminio -180 , 1375 54.8

T Cobre – Cobre / Níquel -250 , 400 20.8

R 87% Platino – 13% Rhodio -100% Platino 0 , 1767 21.9

S 90% Platino – 10% Rhodio -100% Platino 0 , 1767 18.68

B 70% Platino – 30% Rhodio -94% Platino – 6%Rhodio 0 , 1820 13.814

1.4.1.3 Diodo:

Por sí mismo un diodo no tiene la capacidad de medir la potencia de una señal,

consecuentemente se tiene que realizar una calibración, cada dispositivo cuentan con un voltaje que es proporcional a la potencia RF recibida Figura 1.21.

Figura 1.21) Sensor de potencia con diodos.

23

Los diodos presentan ventajas altamente explotadas como son: Detección de niveles bajos de potencia de hasta -70dBm. Respuesta rápida comparada con los sensores térmicos y procesamiento sencillo de la salida.

El diseño de detectores con diodos presenta algunos desafíos en el invento de

instrumentos de precisión. La primera es que los efectos de carga almacenada de los diodos limitan el rango de operación.

Un resultado de diodos metal semiconductor son: Diodos de barrera Schottky;

son usados en sensores de potencia de radiofrecuencia, éstos diodos tienen un nivel mucho menor de carga almacenada y baja conducción de retorno.

Hoy en día, los diodos semiconductores de arseniuro de galio (GaAs) son los

más usados, debido a que proporcionan un rendimiento superior en comparación con los diodos de silicio. Los diodos de potencia basados en GaAs tienen grandes ventajas sobre los rectificadores de silicio que se utilizan actualmente en electrónica de potencia. Entre sus ventajas se pueden destacar; una reducción de los sistemas de enfriamiento, mayor fiabilidad debido al bajo riesgo calentamiento, resistente a la radiación, baja corriente de recuperación y baja corriente de fuga.

Significando en ventajas en la operación de frecuencias de microondas. Los

diodos tienen una caída de voltaje al rededor de 0.3V o menos. Los sensores de potencia con diodos pueden ofrecer más opciones de salida

usando procesamiento digital de señales avanzado, proveen posibilidades que no se tienen con los sensores basados en temperatura además con los diodos se pueden detectar una gran variedad de formas de onda.

Curva característica de I – V de un diodo Existe la región llamada, “Región cuadrada” ésta se encuentra como se muestra

en la Figura 1.22, la región no-lineal de la curva I-vs-V Figura 1.23. En esta región el voltaje de salida es proporcional a la potencia de entrada, que va de niveles bajos de potencia de los -70dBm a -20dBm.

24

Figura 1.22) Curva característica del diodo I vs V [Joseph].

Las características del diodo Schottky hace que sea posible trabajar con bajos

niveles de potencia en el ancho de banda de microondas. Para frecuencias más altas en la región de las microondas son preferentemente

utilizados los diodos de barrera dopados PDB( Planar Doped Barier).que Trabajan por arriba de 18GHz, los niveles de potencia de -70 dBm. Se afirma que los diodos PDB son 3000 veces más eficientes que los termopares.

Figura 1.23) Características del diodo en región cuadrada [19].

25

El diodo se puede utilizar directamente, como en los sensores anteriores, para

la detección de potencia RF, cuando se opera en la región cuadrática. De esta forma el voltaje en DC es proporcional a la potencia RF. El diodo tipo Schottky es usado a frecuencias superiores de 20GHz.

El diodo es un dispositivo que se ha comercializado ampliamente Figura 1.24.

Por empresas como Agilent, Anritsu Ltd., Boonton Electronics Corporation, Oritel, Dorado International Corporation, Gigatronics, Rohde & Schwarz, y Wandel & Goltermann, por mencionar algunos ejemplos:

• Tektronix PSM3310 10MHz-18GHz, [20]. • Tektronix PSM5120 100MHz-8GHz con rango dinámico de -20dBm a

+20dBm[21]. • National Instruments USB-5681 10MHz-18GHz de -40dBm a 20dBm,

consumo de potencia 150mA[22]. • National Instruments USB-5681 50MHz-6GHz de -40dBm a 23dBm,

consumo de potencia 100mA, VSWR < 1.2 (6GHz) [23]. • Bird 5011, 5015, 5011-EF y 5015-EF: (5011 de 40MHz a 4GHz), (5011-

EF de 40MHz a 12GHz), 10μW a 10mW (de –20dBm a +10dBm) [24].

Figura 1.24) Diferentes sensores con diodos.

26

1.4.2 Sensores de potencia con línea-a través (Through)

Este sensor de potencia con línea a – través (through) toma una muestra de la

señal que atraviesa el sensor por medio de una guía de onda, y se calcula la potencia de la muestra de tal forma que se conoce la potencia de la onda incidente debido a la proporcionalidad de la muestra y la señal saliente siendo el sensor un sistema a tiempo (live system). Figura 1.25.

Figura 1.25) Sensor through.

Éstos sensores están compuestos básicamente por un capacitor variable como

método de detección y por una guía de onda que lleva la señal de un punto ”A” a otro “B” pasando por donde se encuentra el capacitor variable Figura 1.26.

Figura 1.26) Esquema de un capacitador variable.

27

La estructura capacitiva es realizada con tecnología de micromáquinado MEMs, una de las guías de onda que presenta ventajas en su fabricación y respuesta es la guía de onda coplanar (CPW): en la cual su impedancia depende de las dimensiones de la estructura (ancho de la línea, separación del plano de tierra) y donde el material en el que es fabricado (substrato) influye en menor proporción. Esta guía de onda coplanar se puede integrar fácilmente en un proceso de fabricación estándar, ya que solo se necesitan dos planos para su fabricación, el primero es en donde se fabricara(substrato) y el segundo es el plano en que se encontrara la estructura Figura 1.27.

Figura 1.27) Algunas guías de onda planar.

La estructura micromáquinada más utilizada para realizar un capacitor variable

es una membrana suspendida, con éste tipo de membrana se puede variar la separación entre conductores y obtener un capacitor variable, de otra manera será difícil la variación Figura 1.28.

Figura 1.28) Membrana suspendida sobre CPW.

Con los sensores through se pueden ampliar las aplicaciones debido a que se

tiene la señal original, más la potencia de ésta sin necesidad de disiparla como en casos anteriores de sensores basados en temperatura. El cual éste será un dispositivo altamente utilizado, ya que sólo se conectara a la línea donde viaja la señal eléctrica.

28

Con los sensores de potencia through se está trabajando para que funcionen en frecuencias de microondas y con niveles de potencia bajos llegando a tener aplicaciones como: en astrofísica en donde el más mínimo nivel de potencia es de gran importancia para el estudio de la astronomía.

El principio de funcionamiento está basado en la fuerza de atracción eléctrica

que se genera en los conductores como se muestra en la Figuras 1.29. Una de las propiedades que tiene este sensor es el consumo bajo de potencia.

Figura 1.29) Movimiento de membrana debido a un campo eléctrico.

Donde el movimiento de la membrana MEMs hace variar la capacitancia de

acuerdo a la Ecuación 1.3, la membrana está suspendida sobre la guía de onda coplanar.

ACd

ε= . . . . . . . . . 1.3

La guía de onda coplanar para que no presente pérdidas se debe acoplar

adecuadamente, así que se fabricará con una impedancia nominal de 50ohms de acuerdo a muchos equipos eléctricos que están diseñados a dicha impedancia.

Este tipo de sensor es relativamente insensible a la temperatura en contraste a

los sensores térmicos. Otras ventajas son que se pueden integrar en un proceso de fabricación debido a la sencillez de fabricación, se puede diseñar a la impedancia que se desee para tener una trasferencia eficiente de energía, puede colocarse entre dos módulos sin afectar su funcionamiento para medir la

29

potencia, éstos módulos pueden ser acopladores, filtro, amplificadores, resonadores, inductores, etcétera [25], puede trabajar a bajas frecuencias del orden de Khz. hasta GHz.

Las desventajas de éste sensor through, es que aún no trabaja en frecuencias

medias y altas de microondas debido a los mecanismos de pérdidas presentadas en los materiales, sin embargo esta línea de investigación se esta realizando en la cual han hecho la utilización de diferentes estructuras MEMs y variaciones de guías de onda para ampliar el ancho de banda, así poder ser comparables con los sensores basados en temperatura en el rango de frecuencias de los 50GHz.

Con las recientes investigaciones se puede encontrar en el comercio los

sensores direccionales o sensor through: Figura 1.30.

Figura 1.30) Sensor de potencia direccional “Through” de la marca BIRD [26].

_______________________________________________________

Tabla 1.11) Datos técnicos del sensor de potencia direccional Bird 5010B, 5010T y 5014.

Rango de

frecuencias

Rango de

potencias de RF

Pérdida de inserción,

Max

Pérdida de

retorno

2 – 3600MHz

0.1W a 1kW 0.05dB hasta 1GHz

de 0 a 20dB

Impedancia,

Nominal

Choque y vibración

mecánica

Ancho del pulso,

Min

Dimensiones,

50 ohms

De acuerdo con MIL-T-

28800D, Class 3

2 – 25MHz 15μs

25 – 100MHz 1.5μs

> 100MHz 800ns

2.5” x 5.0” x 2.0”

(59 x 127 x 51mm)

30

_______________________________________________________ Tabla 1.12) Datos de funcionamiento del sensor de potencia de banda ancha Bird 5012,

5012A, 5016, y 5017.

Rango de

frecuencias

Rango de

potencias de RF

Pérdida de inserción,

Max

Pérdida de

retorno

350MHz a 4GHz 0.15 W – 150 W

promedio

4.0–400 W Pico-P

0.05 a 0.1dB

0 a 23dB

Impedancia, Nominal Choque y vibración

mecánica

Ancho del pulso,

Min

Dimensiones

50 ohms

MIL-PRF-28800F

class 3

2 – 25 MHz 15 μs

25 – 100 MHz 1.5 μs

> 100 MHz 800 ns

4.75” x 4.6” x 1.3”

(121 x 117 x 33mm)

Figura 1.31) Power Sensor R&S NRT-Z14

(Frequency range 25 MHz to 1 GHz, Power

measurement range 6 mW to 300 W) [27].

Figura 1.32) Power Sensors JD730 Series

31

_______________________________________________________ Tabla 1.13) Power Sensors JD730 Series [28].

Directional Power Sensor

(JD733A)

Terminating Power

Sensor (JD732A)

Terminating Power

Sensor (JD734A)

Terminating Power

Sensor (JD736A)

·Sensor Type Average and

Peak

·Frequency Range 150 MHz –

3500 MHz

·Power Range Average : 0.25

W – 20 W (24 – 43 dbm)

·Peak: 0.25 W – 20 W (24 –

43 dbm)

·Sensor Type Average

·Frequency Range 20

MHz – 3800 MHz

·Power Range -30 dbm –

+20 dbm (1 µw – 100 mw)

·Measurement Uncertainty

± 7% of Redding 1,2

·Sensor Type Peak

·Frequency Range 20 –

3800 MHz

·Power Range -30 – +20

dbm (1 µw – 100 mw)

·Measurement Uncertainty

±7% of reading 1,2

·Sensor Type Average and

Peak

·Frequency Range 20 –

3800mhz

·Power Range -30 –

+20dbm (1µw – 100mw)

·Measurement Uncertainty

±7% of reading 1,2

1.5 Publicaciones de sensores through

El estado del arte de los sensores de potencia RF through es un tema de

investigación reciente [29] donde se a logrado avances importantes en el tema. Los aportes de Fernández, Lei Han, Su Shi, Zhiquiang han sido de gran importancia.

Fernández 2004, 2006 Fernández en 2004 presento los resultado de simulación del novedoso sensor

through en conferencia [30], teniendo como elementos del sensor, una guía de onda coplanar (CPW) y una membrana en la cual se diseñó anclada en sus extremos, además de presentar una relación del tipo de membrana y su constante de resorte, éstos materiales para la membrana fueron Si3N4 y Aluminio obtenido en ambos casos una reducción de la constante de resorte con forme la longitud de la membrana se incrementa, también realizó un reducción de la capacitancia que se genera entre CPW y Membrana con la variación del ancho de la línea central de la CPW Figura 1.33.

32

Figura 1.33) Estructura de sensor en simulador [31].

Posteriormente realizó la fabricación del diseño [32] Figura 1.34, consta de una

CPW que atraviesa todo el dispositivo y una membrana suspendida sobre la CPW con la característica de que la membrana esta conectada al plano de tierra, lo cual hace que la intensidad capacitiva se incremente.

Colocando un par de electrodos de sensado para obtener la porción de acoplamiento, esto es realizado sobre el substrato AF45 y la membrana fabricada con aluminio obtenido una variación capacitiva de 0.040pF hasta 0.1W (4.620-4.660pF, 0-0.1W).

Esta pequeña variación es debida a la conexión de la membrana al plano de tierra.

Figura 1.34) Estructura del sensor fabricado [Fernández].

33

Así que en 2006 se presentó la utilización de una membrana flotante, esto significa que la membrana no es aterrizada al plano de tierra. Los electrodos de medición se sitúan por debajo de la membrana, con la finalidad de interactuar con la energía acoplada de la membrana.

Esto, presentó mejores resultados, además se muestra el concepto de

compensación de impedancias, esto se debe a que la combinación de la membrana y de CPW genera un cambio de impedancia abrupto sobre la guía, de tal forma que la adhesión de impedancia capacitiva es compensada con el hacer el efecto inductivo más presente en una CPW llegando a tener un equilibrio de impedancias.

Se presenta dos tipos de compensaciones, una es por medio de la línea central CPW Figura 1.35a y la segunda por medio del plano de tierra (GND) Figura 1.35b, ambas compensaciones presentan un mejoramiento en la respuesta [33]. Obteniendo S11=-26dB S21= -0.2dB en un rango de frecuencias de 0-4Ghz y retomando los resultado anteriores con una amplia longitud en la membrana de 900um.

Figura 1.35) Estructura del sensor fabricado y con métodos de compensación [Fernández].

“Imagen microscópica de sensor through y puntas de prueba, a) sensor con variación en la

línea central, b) sensor con planos de tierra desplazados”.

34

En la practica la precisión se limitara por el desplazamiento de la membrana,

siendo un factor de tener una membrana larga, también se realiza un análisis de factor de ganancia de la constante de resorte con y sin estrés indicando una mayor ganancia cuando la membrana es larga, la constante de resorte disminuye con forme más largo sea la membrana en ambos casos con estrés y sin estrés.

Corroborando que los mejores resultados se obtienen cuando la constante de

resorte es baja, y obteniendo una mucho mejor relación de capacitancia y potencia, en otras palabras la utilización de menos potencia (0-10 fF , 0-0.05W).

Con un tamaño de dispositivo aproximado 1350um x 900um. Lei Han 2007 Presenta avances importantes en el novedoso sensor through, el primero es

que el sensor es compatible con un proceso de fabricación “MMIC” (Monolithic Microwave Integrated Circuit) o un proceso de Silicio, se debe a que el diseño presentado es a base de Arseniuro de Galio (GaAs) [34], además de llevar la energía acoplada de la membrana directamente como salida, caso contrario al proceso de Fernández que realiza un acoplamiento con los pads de medición, y el sensor no es compatible con un proceso de fabricación estándar de Silicio, GaAs o CMOS, debido a que es fabricado sobre un substrato de cristal “AF45”.

Lei Han conceptualizo poder optimizar la energía acoplada a la membrana

Figura 1.36, debido a que ésta es pequeña, ésta es optimizada con la utilización de sistemas de detección de potencia a base de temperatura, como los termoacopladores. Ahora los elementos que componen al sensor through son: una CPW, una membrana anclada en ambos lados, sistemas de calentamiento (resistencia de disipación) y termoacopladores. Con el cual la complejidad de diseño es mayor a Fernández.

Contribuye con la de la innovación de uso de sistemas térmicos aportando con

una relación de parámetros S en función de parámetros intrínseco de la membrana(R,L,C), la optimización de energía, llegando a un rango de frecuencias en la banda X (8-12GHz), con resultados numéricos de S11=-20dB, S21= -0.2dB, fabricado la CPW y membrana de oro y en substrato de GaAs.

35

Con un tamaño aproximado de 1200um x 500um.

Figura 1.36) Estructura del sensor fabricado utilizando sistemas térmicos [Lei Han].

Su shi 2009 Su shi realizó una variación al diseño de Lei donde las características son

similares Figura 1.37. Su shi amplia la el ancho de la línea central CPW obteniendo como resultados S11=-15dB, S21=-5dB hasta una frecuencia de 12GHz, con un nivel de acoplamiento del 5% de la señal, con una separación optimizada del termoacoplador y resistencia de calentamiento de 10um manteniendo el nivel de complejidad en diseño, con la utilización de sistemas térmicos y la compatibilidad con MMIC. La fabricación de la membrana es con Au/GeNi/Au y la CPW Ti/AU/Ti sobre un substrato de GaAs.

Con un tamaño de dispositivo aproximadamente 1300um x 500um [35].

Figura 1.37) Estructura del sensor fabricado utilizando sistemas térmicos [Su Shi].

36

Zhiquiang Zhang 2010 Presenta nuevos elementos que componen al sensor through: una CPW, una

membrana anclada en ambos lados, sistemas térmicos para optimizar la energía acoplada, incorpora compensación de impedancia en CPW en plano de tierra (GND) y donde el nuevo elemento es una compensación de capacitancia a la membrana, con ello se tiene que el diseño del sensor tiene una complejidad elevada Figura 1.38.

Zhiquian Zhang comenzó con la compensación de capacitancia agregando

capacitores metal-aislante-metal (MIM) [36], en este artículo agrega capacitancia por medio de línea de circuito abierto (stub) [37], los cuales depende menos del proceso de fabricación en comparación con los capacitores MIM ambos compensan en el orden de fF.

(Fotografía SEM)

Figura 1.38) Estructura del sensor fabricado utilizando sistemas térmicos y compensación

en línea CPW y compensación de capacitancia (stubs) [Zhiqiang].

Aportan con un estudio de efectos no lineales generados por el sensor para

prevenir interferencias, además dice, que el variar el ancho de la membrana

37

cambia la capacitancia y reducir la longitud ayuda a reducir la reflexión a la amplitud de voltaje rms, el propósito de agregar stubs es para reducir el efecto de la membrana en el desempeño en microondas.

Otro aporte son las expresiones para parámetros S en función de los elementos

de compensación (compensación de impedancia en CPW y compensación de capacitancia MEMs), con resultados para la banda “X” de S11=-17dB, S21=-0.8dB.

Usando materiales para realizar la membrana y la CPW de oro en un substrato de Arseniuro de Galio.

1.6 Propuesta del sensor de potencia para RF through

En este trabajo se expondrá el diseño de un sensor through, con todo lo

expuesto anteriormente se observa que son cabales en los diseños del sensor, en tener una guía de onda coplanar y una membrana anclada en ambos lados. Ésta es la base primordial del sensor, ya se ha demostrado en investigaciones que es un excelente esquema, se ha optimizado la energía acoplada a la membrana utilizando sistemas térmicos. Con éste sistema se obtiene una relación de potencia-voltaje de salida con buenos parámetros.

Además Fernández encontró que este sensor through es mejor cuando se tiene

una membrana considerablemente larga del orden superior a 700um y los autores subsecuentes lo llevan a cabo, sin embargo no es mencionado por los otros autores. Esto se debe cuando la membrana es mas largo tiene mayor flexibilidad comparada con una más pequeña, al tener una mayor flexibilidad la potencia será menor.

. . . . . . 1.4 [Zhiqiang]

k-constante de resorte, v-voltaje rms, b=w=go -variables del dispositivo (dimensiones), z-deflexión de la membrana.

Como se observa en la Ecuación 1.4 mientras sea menor la constante de

resorte (mayor flexibilidad) el voltaje rms requerido es menor, es ahí donde se presenta una oportunidad de investigación, con forme más larga la membrana

38

menor es la constante de resorte. Las preguntas serán, ¿Cómo reducir la contante de resorte? Figura 1.39 ¿Como conservar un dispositivo pequeño?

Figura 1.39) Membrana anclada en ambos lados [Fernández, Lei Han, Su Shi, Zhiqiang].

Otra observación en dichos sensores es la interacción del plano de tierra con la

membrana Figura 1.40, en la cual el desempeño del sensor se ve afectado, en menor medida, pero muy importante.

Figura 1.40) Interacción de plano de tierra con membranas ancladas en ambos lados en

[Fernández, Lei Han, Su Shi, Zhiqiang].

El concepto de sensor through presenta ventajas, como la miniaturización del

dispositivo, bajo consumo de potencia, trabaja desde frecuencias bajas del orden de Khz y además se necesita que el dispositivo pueda ser integrado en un CI, he incremento de la sensibilidad.

39

El dispositivo es diseñado para un proceso de fabricación de silicio, GaAs o CMOS, la manufactura se realizara en los Estados Unidos con el proceso de fabricación SUMMiT V (hecho de polisilicio). Con ello se presenta la oportunidad de trabajar en bajas frecuencias, consumo bajo de energía y la notable posibilidad de integrarlo a un CI.

Para poder reducir la constante de resorte su utilizara el esquema de suspender

una membrana por medio de resortes, como se muestra en la Figura 1.41.

Figura 1.41) Diseño de un switch con un polo de actuación [38], (esquema de un SPST

MEMs conmutador, Las cuatro esquinas del conmutador proveen un constante de resorte

efectiva).

Con este concepto de suspender una membrana se pretende reducir la contante

de resorte de dos digito (todo los autores) a solo un digito, con ello del orden menor a 5N/m, incluso tratar de llegar a la unidad, para poder considerar que la cantidad de voltaje solo depende de las dimensiones de diseño.

Además también se realizara una corrección del plano de tierra para evitar la

interacción de la membrana y el plano de tierra. El sensor será compatible con procesos de fabricación CMOS, GaAs, Si.

40

La innovación de utilizar un conmutador RF es que proporciona un mejor desempeño comparado con membranas ancladas en ambos extremos, como se verá más adelante y se aprovechan cualidades como un incremento de la sensibilidad ya que ésta está relacionada con la fuerza de atracción electrostática, además se tendrá una reducción de costo de fabricación por la compatibilidad. Este tipo de sensor es relativamente insensible a la temperatura en contraste a los sensores térmicos. Se puede diseñar a la impedancia que se desee para tener una trasferencia eficiente de energía, colocarse entre dos módulos.

Y lo principal del sensor es en UN DISEÑO SENCILLO con el cual se obtendrán

buenos resultados y posteriormente se podrán utilizar; métodos de compensación de impedancia, métodos de optimización de la energía acoplada con sistemas térmicos, y más lo que aporten otros autores en el concepto de Sensor Through.

En resumen es la utilización de los resortes para sostener a la membrana,

compensación en la guía de onda coplanar y modificación del plano de tierra para evitar la interacción de la energía acoplada de la membrana.

41

Capítulo 2 Marco Teórico

2.1 Componentes del sensor de potencia RF

A continuación se presentarán los componentes que conforman el sensor de

potencia RF propuesto, que son una guía de onda coplanar y un capacitor variable.

El objetivo de la guía de onda coplanar es transmitir una señal de RF de un

punto a otro, ésta se diseña a una impedancia de 50Ω, ya que muchos sistemas operan con esta impedancia y se busca que estén perfectamente acoplados.

El mecanismo del sensor es un capacitor variable, que traducirá el nivel de

energía de la potencia acoplada que circula por la guía de onda coplanar dada por la separación entre la CPW y la membrana.

2.1.1 Análisis matemático

2.1.1.1 Descripción

Cuando un voltaje variante en el tiempo está presente en la guía de onda

coplanar se genera una fuerza eléctrica que es compensada por otras fuerzas intrínsecas como son la corriente opuesta, el campo magnético, etc. Las distintas fuerzas alcanzan un equilibrio, lo que determina los valores finales de las variables de interés, en función de las dimensiones físicas y propiedades eléctricas de la guía de onda.

Los valores de los parámetros se pueden determinar si se utiliza una guía de

onda acoplada en conjunción con el capacitor variable (Figura 2.1), el cual estará conformado por placas paralelas, ya que habrá un movimiento inducido por la fuerza de atracción, que se puede calcular de:

42

21 ˆ

2elqF xAε

= . . . . . . . . 2.1

O en otra forma [39]

( )2

2

1 ˆ2el

AF v xd xε

=−

. . . . . . . . 2.2

Donde d x− es el desplazamiento, A el área de las placas de traslape, y ε la

permitividad del medio. La capacitancia del sistema es aproximadamente dada por:

ACd x

ε=− . . . . . . . . . 2.3

Figura 2.1) Esquema básico de un capacitor variable de placas conductoras con un

componente mecánico “resorte”.

La frecuencia de la señal debe de estar por encima de la frecuencia de

resonancia mecánica; entonces sólo la fuerza media es importante, y la amplitud rms de la señal variante en el tiempo se puede usar para determinar la potencia:

2

RMSVPZ

= . . . . . . . . . 2.4

43

2.1.1.2 Membrana RF MEMs y Guía de Onda Coplanar ( CPW )

Al sobreponer una membrana móvil Figura 2.2a sobre la guía de onda Figura

2.2b. Las características de la guía de onda cambian por la influencia de la capacitancia que se adicionó.

Figura 2.2a) Membrana que está sobre

una guía de onda.

Figura 2.2b) Guía de onda coplanar.

Específicamente, se incrementan las pérdidas por inserción, debido a que ahora

la impedancia (alterada por la membrana Cs, Figura 2.3a) es distinta a la impedancia característica de la guía de onda coplanar Figura 2.3b.

Figura 2.3a) Incorporación de una

estructura capacitiva Cs al esquema

eléctrico una guía de onda coplanar ideal

sin pérdidas.

Figura 2.3b) Esquema eléctrico de una

guía de onda coplanar ideal sin pérdidas.

Con la inclusión de la capacitancia, la impedancia característica de la línea será

sL G CZ Z Z= , donde GZ es la impedancia nominal de la guía de onda coplanar, y

LZ es la nueva impedancia característica, que incluye la impedancia capacitiva

sCZ , donde también existirán reflexiones Γ , que afectarán a la amplitud del

voltaje, conforme la señal viaje Figura 2.4. La impedancia final puede ser calculada a partir de:

44

1

1L

sG

Zj C

Zω

=+

. . . . . . . . 2.5

Figura 2.4) Reflexiones generadas por un cambio de impedancia.

G LOAD

11

tal que Z =Z11

1 = 2 1

L Load

L Load

Load

sG

Load

sG

Load s

Z ZZ Z

Zj C

Z

Zj C

Z

j Z C

ω

ω

ω

−Γ =

+

−+

=+

+

+

12 1Load sj Z Cω

Γ =+

. . . . . . . . 2.6

Así, las pérdidas por reflexión se incrementan en función de la frecuencia, y

determinan la frecuencia máxima de operación del sensor; dicho de otra manera, el ancho de banda está definido por el valor de la capacitancia. Sin embargo se puede reajustar la impedancia característica de la guía coplanar, con la reducción del efecto eléctrico que tiene asociado la guía de onda, lo que daría una disminución de los elementos capacitivos haciéndola más inductiva, y permitiendo la sintonización del sistema.

45

Con éste ajuste se modifica y aumenta el ancho de banda [40] del sensor. El rediseño de la CPW debe ser antes y después de la discontinuidad capacitiva, como se muestra en la Figura 2.5.

Figura 2.5) Rediseño de una CPW para sintonizar una discontinuidad capacitiva. L1, L2> L;

C>C1, C2.

Con esta corrección, el aumento del ancho de banda será notable

comparándolo con sólo la presencia capacitiva, en el diseño de la guía de onda coplanar se tiene que ser minucioso en las variaciones ya que la longitud de onda es mucho menor (diez veces aprox.) que la longitud física tratada.

2.1.1.2.1 Capacitancia de placas paralelas

Un capacitor es un dispositivo que almacena energía eléctrica. Éste lo forma un

par de placas paralelas conductoras con una ligera separación de espacio libre o un medio dieléctrico. Como se muestra en la Figura 2.6.

46

Figura 2.6) Capacitor de placas paralelas.

Cuando se aplica un voltaje a las placas, ésta adquiere una carga eléctrica, una

carga positiva Q+ y en la otra carga negativa Q− .

S

QE d Aε

→ →

=∫∫ i . . . . . . . . . 2.7

V E dlΔ = ∫ i . . . . . . . . . 2.8

1V QC

Δ = Δ . . . . . . . . . 2.9

ACd

ε= . . . . . . . . . 2.10

De la Ecuación 2.10 se puede sustituir el área A, por las variables de que

componen al área, ancho y largo Figura 2.6. De manera que se tiene las variables fundamentales para determinan el capacitor.

rWlCd

ε=

. . . . . . . . . 2.11

rε -Permitividad relativa del mediol -Largo del conductorW - Ancho del conductord -Distancia de separación entre los conductores

47

La opción más recurrente para la realización de un capacitor variable es una separación diferencial entre placas. Si la separación “d” es muy pequeña, el valor de la capacitancia se incrementa rápidamente, como se puede observar en la Figura 2.7.

Figura 2.7) Comportamiento capacitivo ante la variación de la distancia de separación

(caso particular A=300um x 300um, ε=aire=1.00058).

2.1.1.3 Guía de onda coplanar

En la Figura 2.8 se muestran configuraciones de guías de onda integradas en substrato, comúnmente usadas en circuitos integrados, ya que juegan un rol importante en el diseño de aplicaciones para microondas:

48

Figura 2.8) Estructuras planares frecuentemente usadas para ondas milimétricas y

microondas, en el diseño de circuitos integrados. a)stripline, b)microstrip, c)micro-planar

stripline, d)CPW, e)coplanar stripline, f)slotline.[41].

La impedancia característica de la línea (“CPW” – CoPlanar Waveguide) es

relativamente poco sensible con respecto al grosor del sustrato. Una ventaja importante de la CPW es que la pérdida de la línea se puede controlar mediante la optimización de las dimensiones transversales (ancho del conductor central y separación del plano de tierra); esto permite su uso en el diseño de amplificadores de bajo ruido, ya que se pueden minimizar las pérdidas realizando un buen acoplamiento de impedancias.

2.1.1.3.1 Estructura de una guía de onda coplanar convencional.

La guía de onda coplanar propuesta por C.P. Wen [42] en 1969 consiste de un

dieléctrico y un conductor. Las dimensiones físicas como la separación, el grosor y la permitividad del substrato determinan la impedancia característica 0Z .

En la CPW todos los conductores están en el mismo plano en la parte superior

sobre el dieléctrico, como se muestra en la Figura 2.9, y consiste de un conductor en el centro con un ancho “W” y paralelamente dos planos de tierra, con una separación de la línea central “S” y el plano de tierra, un espesor del dieléctrico “h”, y el grosor del conductor “t”.

Figura 2.9) Geometría de guía de onda coplanar (CPW), con separación entre conductores

“S” y ancho “W” de la línea central.

49

El modo de propagación dominante es cuasi-TEM; en éste caso los campos

electromagnéticos no tienen componentes a lo largo de la dirección de propagación y varían sólo en dirección transversal a la dirección de la interconexión.

Ésta estructura permite integrar elementos en serie y/o paralelo de manera

rápida y sencilla en la línea, sin la necesidad de realizar perforaciones en el sustrato.

2.1.1.3.2 Ecuaciones de una CPW

Cuando una línea tiene un modo de propagación TEM como los que se tienen

en una CPW la capacitancia se obtiene por unidad de longitud con o sin dieléctrico, el calculo de la capacitancia total se puede utilizar dos opciones: El primero es usando una función de Green y la distribución de la carga. El segundo por una aproximación TEM Figura 2.10a. De la capacitancia total C= Ca + Cb – Cc.

Cc -reducción de capacitancia debido al dieléctrico. Cb - capacitancia de la zona más cerca de los electrodos. Ca -capacitancia en los electrodos sin dieléctrico (obtenida por mapeo

conformal).

Dieléctrico

Substrato

Metal

Dieléctrico

Substrato

Metal

Metal

Ca Ca

Cb Cb

Cc Cc

Figura 2.10a) Capacitancias existentes en una CPW

Para calcular analíticamente los parámetros de este tipo de guía de onda

coplanar se hace la suposición que la propagación es cuasi-estática, lo que permite utilizar el método de transformación conformal [43].

50

Dieléctrico

Substrato

Metal

C

C

1

2 Figura 2.10b) Capacitancias existentes en una guía de onda coplanar.

En éste método, la C total, se divide en dos partes Figura 2.10b: C1, que se

calcula suponiendo que todo el espacio es homogéneo y lleno de aire, y C2, donde se supone que todo el espacio es homogéneo y lleno con el material del substrato, con una permitividad ( 1rε − ). Por lo tanto, la capacitancia total es la

suma de C1 (aire) y C2 (dieléctrico), como se indicaron en la figura. Las capacitancias C1 y C2 se pueden determinar de [44]:

( )( )1 04'

K kC

K kε=

. . . . . . . . 2.12

( ) ( )( )

12 0

1

2 1'

K kC r

K kε ε= −

. . . . . . . 2.13

1 2C C C= + . . . . . . . . . 2.14

( ) ( )( )

( )( )

10 0

1

2 1 4' '

K k K kC r

K k K kε ε ε= − +

. . . . . . 2.15

Donde K(k) son integrales elípticas, de primer tipo[45]:

2Wk

W S=

+ . . . . . . . . . 2.16

( )

( )14

24

senh WhkW S

senhh

π

π=

+⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠ . . . . . . . 2.17

51

( )2' 1k k= − . . . . . . . . . 2.18

( ) ( )' 'K k K k= . . . . . . . . 2.19

Las funciones elípticas pueden ser calculadas usando la siguiente aproximación

[46]:

( )( )

2 1 1ln 2 para 1' 1 2

K k k kK k kπ

⎛ ⎞⎛ ⎞+≈ ≤ ≤⎜ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎟−⎝ ⎠⎝ ⎠ . . . 2.20

( )( )

2 1 para 0' 21ln 2

1

K kk

K k kk

π≈ ≤ <⎛ ⎞⎛ ⎞+⎜ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎟−⎝ ⎠⎝ ⎠ . . . . 2.21

La constante dieléctrica efectiva se puede escribir como.

( ) ( )( )

( )( )

11 2

1 1

1 '1

2 'cpw r

effair

C K k K kC CC C K k K k

εε

−+= = = +

. . . . 2.22

Y usando la ecuación de velocidad de fase.

0 0 0

1 1 1 1 1p

r r

v fLC

ωλβ με με ε μ ε ε

= = = = = = =

r

cε

= . . . . . . . . . . 2.23

Podemos calcular la velocidad de fase utilizando la Ecuación 2.23 y deducir la

expresión para la impedancia característica, tomando en cuenta que:

( )01

Total p

ZC v

= . . . . . . . . 2.24

52

La impedancia característica de la línea es por lo tanto:

( )( )0

'30

eff

K kZ

K kπε

≈ . . . . . . . . 2.25

Si se considera el grosor de la línea de transmisión, se tiene un factor de

corrección adicional [47]:

1.25 41 lnt Wtπ

π⎛ ⎞⎛ ⎞Δ = +⎜ ⎟⎜ ⎟

⎝ ⎠⎝ ⎠ . . . . . . . 2.26

El ancho del conductor del centro cambia a S+Δ, y la separación entre el centro

y el plano de tierra es ahora W-Δ, mientras que k se cambia a kΔ .

( ) ( )2Wk

W SΔ

+ Δ=

+ Δ + − Δ⎡ ⎤⎣ ⎦ . . . . . . . 2.26

Así mismo, la permitividad efectiva se modifica a:

( )( )

1'

10.7

effeff eff K kW

t K k

εε εΔ

−= −

+ . . . . . . . 2.28

Las consideraciones anteriores son válidas para planos de tierra infinitos.

Considerando que éstos son finitos (Figura 2.11), se requieren modificaciones adicionales [48] 1 1, 'K K .

Figura 2.11) Estructura de guía de onda coplanar con un plano de tierra finito.

53

( )21 1' 1k k= −

. . . . . . . . 2.29

( )( )1 2

11 2

11 1

a aka a+ +

=+ +

. . . . . . . . 2.30

( ) ( )

( )1

222

22 2

M S Wsenh M senhhha

S W Ssenh senhh h

ππ

π π

+ +⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠=

+⎛ ⎞ ⎛ ⎞⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎝ ⎠ ⎝ ⎠ . . . . . 2.31

( )

2

24

22 2

Wsenhha

W SSsenh senhh h

π

ππ

⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠=

+⎛ ⎞⎛ ⎞⎜ ⎟⎜ ⎟

⎝ ⎠ ⎝ ⎠ . . . . . . 2.32

M=es el ancho del plano de tierra.

Si las dimensiones de M son 3 veces mayor es que W, el efecto del plano de

tierra puede ser ignorado [Bachert].

2.1.2 Comportamiento mecánico de red de resortes

La importancia de conocer las características del sistema mecánico son

altamente elementales ya que el desempeño de éste repercute en la medición de la capacitancia debido a una estimación realizada el desplazamiento de la membrana. Tomando una relevancia las diferencias mecánicas.

2.1.2.1 Estrés

En muchas instancias la distribución del esfuerzo mecánico en la sección transversal es ignorada, considerando sólo el valor promedio. Esto es válido especialmente en el caso de cargas axiales a lo largo de cuerpos delgados, que

54

causan sólo alargamientos y acortamientos. El valor promedio del estrés σ, es igual a la carga aplicada a un volumen dividida por el área de su sección transversal.

FA

σ = . . . . . . . . . . 2.33

2.1.2.2 Módulo de Young

Es la constante de proporcionalidad que caracteriza la dureza de un material elástico sujeto a una fuerza mecánica. Para un material lineal e isotrópico, el módulo de Young tiene el mismo valor para expansión o compresión, siendo una constante independiente del esfuerzo que no sobrepase el límite elástico.

E σε

= . . . . . . . . . . 2.34

2.1.2.3 Coeficiente de Poisson

Es la constante elástica que proporciona una medida de la deformación de un material elástico e isotrópico cuando se estira longitudinalmente o se contrae verticalmente. Está dado por [Hoffman]:

tranversal

axial

v εε

= − . . . . . . . . . 2.35

2.1.2.4 Vigas

Si los resortes soportan a otro elemento, cuya masa es significativamente

mayor, entonces el resorte puede ser tratado como un elemento concentrado, usando la constante de resorte o coeficiente de resorte.

55

El coeficiente de resorte es la relación que se obtiene al aplicar una fuerza para su deflexión:

Fkδ

= . . . . . . . . . . 2.36

Donde la constante de resorte es k , la deflexión resultante es δ y F es la fuerza aplicada.

Figura 2.12) Ilustración de elongación de una columna, L es el tamaño original de la

columna y δ el cambio de longitud.

Una columna es una estructura que soporta tensión o compresión, las columnas

son cargadas a lo largo de su eje longitudinal y son generalmente rígidas en comparación a vigas flexibles. La fuerza en una columna, creando una elongación, como se muestra en la Figura2.12, está dada por:

F EA L

δ=

. . . . . . . . . 2.37

Donde E es el módulo de Young, A el área transversal y L es la longitud. El grado de rigidez es el siguiente:

EAkL

= . . . . . . . . . 2.38

La magnitud de estrés en una viga está dada por

McI

σ = . . . . . . . . . 2.39

56

Donde “M” es el momento que causa la flexión, “c” es la distancia del eje neutral a la superficie de la viga (usualmente la mitad del espesor), e “I” es el momento de inercia de la sección transversal de la viga.

3

12YWtI =

[49 , Pág. 4-9]. . . . . . . . 2.40

Las vigas que tiene un grado de libertad son llamadas “vigas de trampolín” que

son mucho más flexibles que las vigas fijas o ancladas; esto hace que los trampolines tengan una frecuencia natural de resonancia más baja, y la deflexión es mayor.

La deformación (y) en un punto arbitrario (x) a lo largo de una viga de trampolín,

como se ilustra en la Figura 2.13, puede ser calculada de:

( )2 336Fy Lx xEI

= − . . . . . . . . 2.41

Figura 2.13) Resorte de viga de trampolín, deformación de la viga debido a una fuerza.

Donde L es la longitud de la viga, E es el módulo de Young, y F es la fuerza

aplicada. La máxima deflexión ocurre al final de la viga, y es determinada de:

3

3MAXFLyEI

= . . . . . . . . . . 2.42

57

El máximo esfuerzo de flexión en un trampolín ocurre en el extremo anclado donde el momento interno es “F·L”. Para una sección transversal rectangular de grosor “t” y ancho “w”, el máximo estrés se define por medio de la Ecuación2.39.

2

6MAX

FLwt

σ = . . . . . . . . . 2.43

La resonancia fundamental en Hertz para un trampolín simple se obtiene de:

1 4

3.252

EIfALπ ρ

= . . . . . . . . 2.44

Donde E es el módulo de Young, A es el área de la sección-transversal y ρ es la densidad (masa por unidad de volumen).

2.1.2.4.1 Combinación en resortes

Los resortes son elementos de almacenamiento de energía, análogo al

capacitor eléctrico. Las leyes para calcular el resorte equivalente son similares a las que se usan para calcular la capacitancia equivalente.

Cuando los resortes están en paralelo y se someten a una misma deflexión bajo

la misma carga Figura 2.14, el resorte equivalente es:

1 2 3eq nk k k k k= + + + + . . . . . . . 2.45

Figura 2.14) Resortes experimentando un mismo desplazamiento.

58

Cuando los resortes están en serie y experimentan una misma fuerza Figura

2.15, el equivalente es:

1 2 3

1 1 1 1 1

eq nk k k k k= + + + +

. . . . . . . 2.46

Figura 2.15) Resortes experimentando una misma fuerza.

En general, para la suspensión de un elemento es necesaria una red de

sistemas de resortes, en la que existirá una combinación de serie y paralelo. Los resortes también pueden ser construidos con simetría en forma de U para

ahorrar espacio en el diseño de un sistema, como por ejemplo, para suspender un mecanismo o estructura.

Un resorte en forma de U se puede modelar por tres vigas en serie, formando

una trayectoria desde la viga anclada hasta el extremo libre.

Figura 2.16) Resortes en forma de U.

El cálculo del resorte equivalente de una red de resortes en forma de U, como

se muestra en la Figura 2.16, se determina de:

59

1 2 3

1 1 1 1

eqk k k k= + +

. . . . . . . . 2.47

Este sistema consiste de tres resortes en serie; dos conectados por una

columna L2. Dos de éstos se pueden tratar como columnas, ya que presentan la mayor flexión, y el tercero como contribución al sistema, ya que es pequeño. En los resortes la carga se transmite completamente al siguiente, y cada resorte permite desviar del eje de la carga.

En el micromáquinado superficial, todos los resortes son fabricados del mismo

material y en consecuencia tienen las mismas propiedades. Los resortes 1 y 3 son vigas salientes y sus respectivas constantes K1 y K3 son iguales:

11 3

1

3EIkL

= . . . . . . . . . 2.48

33 3

3

3EIkL

= . . . . . . . . . 2.49

De la Ecuación 2.38 el coeficiente para la columna, resorte 2 es:

22

2

EAkL

= . . . . . . . . . 2.50

Y el resorte equivalente se determina de:

1 2 3

1 1 1 1

eqk k k k= + +

3 31 2 3

1 2 3

13 3eq

L L Lk EI EA EI

= + +. . . . . . . . 2.51

60

2.1.3 Inclusión de discontinuidades en CPW y Compensación

El desempeño del sensor de potencia está influenciado por las dimensiones del

diseño del mismo, y existe la posibilidad de mejorar el rendimiento y aumentar el ancho de respuesta realizando un rediseño. Las líneas CPW que conforman el sensor pueden ser modificadas para tal propósito. De esta manera se pueden reducir las pérdidas ocasionadas por la introducción de la membrana capacitiva.

La separación entre el plano de tierra y la línea central de la guía de onda

coplanar genera una capacitancia, que es resultado de una fuerza eléctrica. Esta capacitancia depende las dimensiones y de la separación entre los conductores.

Cuando la separación entre conductores es desigual, el valor capacitivo cambia,

haciendo que el valor inductivo en la región tome mayor importancia Figura 2.17.

Figura 2.17) Discontinuidad en una guía de onda coplanar.

A continuación se describirá la reducción del efecto capacitivo, cambiando la

impedancia. O dicho de otra forma, cambiando las dimensiones de la estructura coplanar.

En la Figura 2.18 se presenta la discontinuidad de una guía de onda coplanar.

La discontinuidad es una reducción de la amplitud en la línea central “a” , en la cual se crea una mayor anchura de separación con el plano de tierra; por implicación el valor capacitivo disminuye, dando lugar una mayor presencia inductiva en la región de la guía de onda coplanar Figura 2.19.

61

Figura 2.18) Disminución

de las dimensiones de la

guía de onda coplanar.

Figura 2.19) Modelo electrónico de la disminución de la

capacitancia, debido a la discontinuidad.

El funcionamiento bajo ésta modificación se puede ilustrar con las siguientes

simulaciones. Como se puede observar en la Figura 2.20, la magnitud de los parámetros S21 y

S11 cambia como era de esperarse a razón de la separación de la CPW,. La transmisión en la línea disminuye y las pérdidas por inserción se incrementan.

Figura 2.20) Comportamiento de guía de onda coplanar con variación de discontinuidad

x > y > z (x=alta discontinuidad, y=baja discontinuidad, z=sin discontinuidad).

Esto se debe a que el valor capacitivo sobre la línea disminuye, lo cual es

necesario por que se agregará una membrana capacitiva, y tal es necesario

62

compensar su inclusión. Es necesaria esta corrección para ampliar el ancho de banda.

Sin embargo la disminución excesiva ocasionaría pérdidas en la transmisión de

la señal, ya que se incrementaría el valor de resistencia, debido a que es pequeña la superficie en la que viaja la señal.

2.2 Proceso de fabricación

El diseñó de este dispositivo también es dependiente del proceso de fabricación

seleccionado. Para este trabajo, se optó por usar SUMMiT™, de los Laboratorios Naciones de Sandia (Sandia National Laboratories “SNL”) en los Estados Unidos [50]. Este proceso, que cuenta con 5 niveles de estructura para el desarrollo de MEMs, se describe de manera global a continuación.

Sandia Ultra-planar Multi-level MEMs Technology “SUMMiT” es un proceso que

utiliza 5 capas de polisilicio micromáquinado, 4 capas de material de sacrificio y 1 capa de metalización. Utiliza 14 mascarillas para generar hasta 9 niveles de capas físicas. La dimensión mínima permitida en el proceso SUMMiT es de 2μm.

El proceso SUMMiT es único en tecnología MEMs por incluir 4 niveles de silicio

policristalino (poli), un nivel eléctrico poli que está aislado del substrato de silicio, y utiliza técnicas tradicionales de fabricación de CIs, incluyendo los procesos de planarización; un corte seccional de las estructuras posibles se presenta en la Figura 2.21 Las cuatro capas estructurales de polisilicio se llaman Poly1, Poly2, Poly3, Poly4, Poly0 sirve como plano de tierra. Para aislar el nivel de Poly0 del substrato se usa nitruro de silicio. Existen 4 capas de óxido de sacrificio (SacOx1, SacOx2, SacOx3, SacOx4) que se eliminan durante el proceso de liberación.

63

Figura 2.21) Sección transversal del proceso SUMMiT V, 4 capas de estructura, 4 capas de

óxido de sacrificio, un plano de tierra [20].

El proceso SUMMiT V tiene un procedimiento tradicional de fabricación de Cis

estándar, con ello se logra la fabricación de dispositivos en gran volumen y a su vez se refleja en un bajo costo en la producción. Este proceso de fabricación cuenta con etapas de planarización, esta planarización es realizada por el método CMP (pulido químico-mecánico) el cual ayuda a disminuir la tensión residual debido al proceso de fabricación.

La liberación de las estructuras mecánicas es por medio de la remoción del

dióxido de silicio o material de sacrificio mediante un proceso químico. El patrón geométrico es realizado mediante la utilización del software Autocad

con el cual se respetan las reglas de diseño de SUMMiT V también se generan diferentes nomenclaturas para cada mascarilla del proceso de fabricación que son: el polisilicio, óxido de sacrificio, generación de dimpled, cortes en el SiN.

Existen varios autores en donde explican el procedimiento en el proceso de

fabricación SUMMiT V [51], pero lo principal ahora es el conocimiento de las reglas de diseño el cual se anexó en el apéndice A con el objetivo de facilitar el acceso a la información.

Se especifica claramente las dimensiones mínimas de separación que se deben de respetar en el traslape de los dibujos con las diferentes capas, que van desde 0.5, 1, 2um.

64

Capítulo 3 Diseño

La innovación del sensor es la utilización del conmutador RF [Czaplewski]. Ya que las referencias de sensores de potencia through, utilizan una membrana anclada en ambos extremos. Recordando que la deflexión está relacionada con la constante de resorte. El disminuir la constante de resorte hará más susceptible al voltaje rms.

El movimiento en la membrana suspendida es debido a la existencia de una

fuerza eléctrica entre la guía de onda y la membrana, esta fuerza eléctrica es regida por el potencial rms.

De acuerdo a la ecuación 1.4 es posible realizar que el voltaje sea menor si la

constante de resorte lo es, por lo tanto menor voltaje será requerido para el movimiento de la membrana.

3.1 Patrón geométrico del sensor de potencia RF through

El patrón geométrico se comenzó con el diseño de la guía de onda coplanar con

una impedancia de 50ohms, y se realizó una compensación de impedancia por medio de la reducción del ancho de la línea central antes y después de la capacitancia por la membrana sostenida por resortes, posteriormente se modificará el plano de tierra para evitar la interacción del campo eléctrico con la membrana además. Se busco que el diseño fuese simétrico, con la finalidad de poder crear el diseño en un simulador rápidamente.

Además con la posibilidad de integrarlo en un proceso estándar de fabricación

de Cis.

3.1.1 Resortes

El diseño de los resortes está basado en el trabajo de Czaplewski el cual tiene

un resorte en forma de U (folded spring) Figura 3.1, y éste a su vez forma parte

65

de una red de resortes para suspender a la membrana MEMs para el sensor de potencia RF through.

En la Figura 3.2 se muestra la red que conforma el mecanismo para suspender

a la membrana sobre la guía de onda coplanar, consta de cuatro resortes en forma de U, donde dos resortes se unen a un poste para permanecer suspendidos.

Figura 3.1) Resorte en forma de U.

Figura 3.2) Red para suspender la

membrana unida a un poste.

Los resortes se conectarán a un poste y éste a su vez formará parte de una

guía de onda coplanar, en donde se medirá el campo eléctrico acoplado que se generó con la interacción de la guía de onda coplanar y la membrana.

Existe una interacción eléctrica en los resortes y el plano de tierra como se

observa en la Figura 3.3, el cual afectarán en la respuesta global del sistema. Ésta interacción se pueden modelar por medio de capacitancias parásitas, las cuales serán necesarios tomarlas en cuenta, así que lo más conveniente es evitar la generación de estas capacitancias parasitas.

Figura 3.3) Interacción de los resortes con el plano de tierra.

66

Para evitar la interacción en los resortes con el plano de tierra se recurre a

realizar un desplazamiento de dichos resortes en dirección al centro del dispositivo.

Sin embargo existe la interacción con el plano de tierra cerca del poste, en esta

ocasión no se debe a los resortes, sino a la base de los resortes, ya que se cuenta con un viga para sostener al resorte, es éste donde existe la interacción con el plano de tierra como se muestra en la Figura 3.4.

Una solución no recomendada es el eliminar el plano de tierra, sin embargo el

dispositivo debe de contar con un plano de referencia, aún conociendo que el equipo de medición o equipo eléctrico puede sustituirlo es importante que el dispositivo cuente con un plano de tierra, de tal forma que el eliminar ésta conexión es inviable.

Figura 3.4) Interacción del poste con el plano de tierra.

Para la corrección de esta observación, se diseñó que el plano de tierra

estuviera alrededor del dispositivo de tal forma que se garantiza una referencia. El diseño final se muestra en la Figura 3.5. Está formado por un anillo que indica un plano de tierra para todo el dispositivo, además de evita la interacción con los resortes, la base de los resortes y los postes.

67

Figura 3.5) Plano de tierra en forma de anillo.

El diseño de los resortes es en forma de U, utiliza 2 resortes para sostener un

lado de la membrana, de la misma manera se tendrá la configuración para sostener el otro lado de la membrana, estos resortes se unirán en un punto. El punto de unión es el poste que dará altura a la membrana y a los resortes.

Las dimensiones del poste y resorte para suspender la membrana se muestra

en la Figura 3.6. Donde se obtiene una constante de resorte para cada resorte en forma de U de

la Ecuación 2.51. k = 0.3562 N/m^2 Recordando que el bloque de dos resortes tiene un resultado de la constante

que es la suma de ellos.

Figura 3.6) Dimensiones de los resortes que soportan a la membrana y el poste.

68

Como toda la red para suspender la membrana consta de cuatro resortes en

paralelo el valor final de la constante de resorte por la que es suspendida la membrana es la suma de éstos.

El poste es de tamaño 130umx130um.

3.1.2 Membrana suspendida

La membrana se diseñó de 300um x 300um, ya que se ajustaba al diseño inicial

de la guía de onda coplanar, con ello se tendrá una capacitancia aproximada de 0.5 -1.5 pF con un desplazamiento entre 0.5-3um.

El tamaño de la capacitancia generada por la membrana es muy alta y como

consecuencia se tiene un cambio de impedancia muy significativo en la guía de onda coplanar(50Ω), esto genera altas pérdidas por inserción.

Para reducir la capacitancia, la forma viable es por medio de la variación de

dimensiones de la placa inferior Figura 3.7, ya que reducir la placa superior implicará cambios en los resortes, y a su vez en la constante de resorte (se reduciría), así que con la variación de la placa inferior se obtendrá una capacitancia menor.

placa superior

placa inferior

separación

Figura 3.7) Esquema conceptual de RF MEMs y placas que conforma la capacitancia.

En la Figura 3.8 se observa el comportamiento de la capacitancia con la

variación con respecto a las dimensiones de la placa inferior y la separación entre placas.

69

1 2 3 4 5 6

10-14

10-13

10-12

X: 0.2185Y: 3.647e-012

Separación [um]

Fara

dios

[F]

Figura 3.8) Magnitud de valor capacitivo con variación del ancho de la placa inferior.

3.1.3 Variación de Impedancia (compensación de impedancia)

El valor de la impedancia característica debido a las dimensiones de la guía de

onda coplanar se muestra en la Figura 3.9, en la cual se puede tener un cambio de impedancia, el valor de la impedancia de la guía se puede aproximar por medio de la grafica. En la cual en la parte roja corresponde a un a impedancia de 50ohms la cual fue calculada inicialmente.

Figura 3.9) Impedancia característica guía de onda coplanar, en función del ancho de la

línea y el espaciamiento [52, Pág. 24].

Placa inferior –-–-300um

Placa inferior –-–-175um

Placa inferior –-–-80um

Placa inferior –-–-40um

Placa inferior –-–-15um

70

Con base en diversas simulaciones donde se sintoniza la impedancia antes y

después del capacitor, se determinaron las dimensiones de la CPW, con estas correcciones se amplío el ancho de banda.

Como se observa en la Figura 3.10, el cambio de impedancia tiene una

imperfección debido al capacitor, de esta manera la compensación se puede observar como la suavización del camino de la señal eléctrica. Así ya no se tendrá un cambio abrupto en la impedancia, al realizar esto se hace que el valor inductivo se más presente que el valor capacitivo ya que se reduce, pudiendo compensar con el capacitor que existe posteriormente por la membrana, los resultados se muestran en el capítulo 4.

Figura 3.10) Suavización de cambio de impedancia debido a la introducción de una

membrana capacitiva.

3.2 Características esperadas

A continuación se explicara en breve el procedimiento para encontrar las

dimensiones adecuadas para el sensor de potencia RF. Considerando que en la línea coplanar viaja una señal electromagnética,

durante su viaje de la señal tiene a su paso un valor capacitivo generada por la membrana suspendida. Más adelante se muestra el comportamiento del sensor teniendo una membrana de tamaño de 300um x 300um con una placa inferior del

71

mismo tamaño, la cual genera grandes pérdidas en la transmisión, debido al cambio de impedancia.

Para poder incrementar el ancho de banda se reducirá el ancho de la línea

central de la CPW esta es una reducción de la capacitancia Figura 3.11.

Figura 3.11) Reducción del valor capacitivo con variación de ancho de línea central.

Sin embargo este desempeño eléctrico S21 Figura 3.12, aun se puede mejorar

más, por medio de la sintonización de impedancia que se puede realizar en la guía de onda coplanar.

Figura 3.12) Comportamiento eléctrico del sensor de potencia, con la variación de las

dimensiones de ancho de línea central.

72

A continuación se fija el valor de la placa inferior y ahora se reduce las dimensiones antes y después de la membrana Figura 3.13.

Figura 3.13) Sintonización de la guía de onda coplanar antes y después de membrana.

Con la corrección de impedancia en la guía de onda coplanar, se obtiene un

mejoramiento substancial, obteniendo resultados como se observan en la Figura 3.14.

Figura 3.14) Comportamiento eléctrico del sensor de potencia, fijando la dimensión de la

línea central debajo de la membrana, y con la variación de las dimensiones de ancho de

línea central antes y después de la membrana.

73

Como se mencionó en la sección pasada la Figura 2.20 se muestra el comportamiento en magnitud de los parámetros S21 y S11 que cambia a razón de las diferentes impedancias provocadas por las discontinuidades. De tal manera que la falta del valor capacitivo en la guía de onda coplanar se verá compensada con la capacitancia generada de la membrana suspendida. De tal manera que con ambas criterios el ancho de banda se amplía hasta 10Ghz.

3.3 Resumen de dimensiones

A continuación, en las Figuras 3.16 a 3.18 se indican las dimensiones del

sensor de potencia RF MEMs en una vista superior. Donde las partes que lo componen son fácilmente identificadas; cabe hacer notar que este diseño cuenta con simetría sobre el eje “X” o “Y”, con un tamaño considerado moderado-pequeño Figuras 3.15.

Figura 3.15) Visualización superior del patrón geométrico de sensor RF through.

74

Figura 3.16) Dimensiones de la línea central y separación con el plano de tierra.

Figura 3.17) Dimensiones del anillo de plano de tierra y separación.

Figura 3.18) Dimensiones de resorte y poste.

75

3.4 Patrón geométrico con pads de medición

Las dimensiones en las Figuras 3.16 a 3.18, indican el patrón geométrico del

sensor RF through. Se incluyen estructuras de desincrustación para las mediciones se señales RF, el patrón geométrico con las estructuras se muestra en la Figura 3.19 estos son: abierto, corto, y a-través que se aprecian en los círculos de izquierda a derecha, respectivamente.

Figura 3.19) Patrón geométrico con estructuras de desincrustación (open,short,thru).

La separación de los pads para proveer la señal RF, tiene una separación entre

ellos de 150um (pitch Figura 3.20), la estructura del pad es como se ilustra en la Figura 3.21.

Figura 3.20) Patrón geométrico con inclusión

de pads.

Figura 3.21) Patrón

geométrico de pad de

medición.

76

El dispositivo se realizó en los niveles bajos de polisilicio, de manera que se realizaran los pads de medición como se muestran en la Figura 3.21. Y se cuenta con un total de 30 pads de medición repartidas en el diseño Figura 3.20.

Una desventaja al utilizar pocos niveles de polisilico y el diseño se realiza en un

proceso de fabricación estándar de CI con el proceso SUMMiT V de SNL, es la necesidad de tener acceso a la capa de polisilicio (Poly) a través de la capa de metal en donde se inserta la señal eléctrica, Figura 3.22.

Figura 3.22) Proceso de fabricación SUMMiT V.

Como se observa en la Figura 3.23 se tiene que construir una estructura

especial para acceder desde la capa superior(metal) para lograr un contacto con la capa inferior de polisilicio, en especial (Poly_0). Ya que la CPW se diseñó en esté.

Para qué viaje la señal de RF al Poly_0 el pad se describe por medio de una

imagen en 3D, logrando un contacto de polisilicio al metal.

77

Figura 3.23) Esquema estructural del pad, para realizar contacto desde el nivel de

PNTMETAL – Poly0.

A continuación se describe de manera breve el proceso de fabricación:

• Después del deposito del nitruro de silicio.

• Se deposita uniformemente polisilicio (poly0, color ROJO) es la base de

la estructura, posteriormente se coloca la mascarilla para realizar el

patrón geométrico, después un proceso de luz para fijar y obtener

cavidades, finalmente se realiza un proceso químico para retirar el

material no deseado.

• Se deposita óxido1, para dar altura y se realiza cavidades.

• Se deposita poly1 (color, GRIS) y se realiza el patrón geométrico.

• Se deposita óxido de sacrificio2.

• Se deposita poly2 (color GRIS). Se realizaron cavidades.

78

• Se deposita el óxido de sacrificio3.

• Se deposita el poly3 (color VERDE), existen partes que hacen contacto

con poly2-poly1.

• Se deposita óxido de sacrificio4. Para hacer una cavidad central

(circular).

• Se deposita polisilicio (poly3, color AZUL) que realiza el contacto con

poly3 (cuadrado).

• Se deposita la capa de óxido de sacrificio5, realizando una cavidad

circular.

• Se deposita la capa de metal.

3.4.1 Perfil del proceso

Como se puede observar en los pads de medición, con ayuda de las

herramientas de diseño se puede apreciar más claro qué forma tomara la estructura (con el uso de CONFORMAL), en donde no se tiene una figura exactamente cuadrada como se planteo en la imagen en 3D

Se ejecuta un corte transversal al patrón geométrico en la posición de los pads,

utilizando a las herramientas de diseño de los laboratorios SANDIA en la posición de una cuarta parte del pad Figura3.24 y el otro a la mitad del pad Figura3.25.

79

Figura 3.24) Corte transversal del Pad ¼

parte.

Figura 3.25) Corte transversal del pad ½.

80

Capítulo 4 Simulación Las simulaciones se realizaron en dos diferentes software: COMSOL y HFSS Con el software de COMSOL se realizó la simulación de desplazamiento

aplicando una presión sobre la membrana, además del cálculo del valor capacitivo generado entre la membrana y la guía de onda coplanar

En el software de HFSS se tienen resultados de parámetros S y VSWR,

utilizando puertos concentrados. La utilización de éstos simuladores es de una complejidad mediana-fácil sin

embargo es muy poco intuitivo el trazado del gráfico en tercera dimensión (3D) esto comparado con el software que es muy complicado de Ansys o CST.

4.1 Simulación de desplazamiento.

Se utilizo el programa COMSOL para simular el desplazamiento y deformación

de la membrana. Este programa es una herramienta eficaz, ya que cuenta con la posibilidad de simular la deflexión, el análisis en DC/AC, el estrés y otros más.

También cuenta con variantes que se combinan entre los análisis, sin embargo mucho depende del equipo de cómputo para procesar dicha información. Entre más elementos se incluyan mayor serán los requerimientos del equipo de cómputo.

Para la simulación de deflexión de los resortes y la membrana, se utilizó el

modulo “Sólido Tensión-Deformación en el espacio tridimensional”. Para realizar el dibujo en 3D se puede iniciar de un dibujo en 2D o directamente desde el espacio tridimensional.

Desde “ajuste de plano” trabajando en 2D es un más fácil realizar el diseño del

sensor, en ocasiones es complicado el manejo de coordenadas tridimensionales, después del diseño en 2D se puede “extrudir” (dar profundidad o altura) o “extender” el dibujo 2D.

81

Se tiene la posibilidad de tratar de darle conformal al dibujo 3D tratando de incluir todas las dimensiones y defectos posibles del proceso de fabricación para calcular los parámetros adecuadamente, sin embargo es muy tardado.

La deflexión máxima está determinada por el proceso de fabricación. La

membrana se coloca en el tercer nivel de polisilicio y es aproximadamente de 6.5um, Figura 4.1a.

Figura 4.1a) Proceso de fabricación para RF MEMs.

Como se observa en la Figura 4.1b, la membrana tendría aproximadamente

éste perfil de fabricación. Pudiendo realizar en el simulador dicha transición.

Figura 4.1b) Transición en el programa COMSOL, Dibujo 3D.

82

Cabe hacer notar que conforme mayor sea el detalle en el diseño, el enmallado

será mayor, consecuentemente el tiempo de simulación aumenta.

Así pudiendo anclar en la parte inferior de la estructura de la membrana, tal como realmente sucederá, aplicando una presión en la parte superior de la membrana Figura 4.1c.

Figura 4.1c) Anclaje en el programa COMSOL, Dibujo 3D

Las propiedades de la materia utilizada son las siguientes: Material: isotropico (Polisilcio) Módulo de young 60G [Pa] Razón de poisson: 0.22 Expansión térmica: 2.6e-6[1/K] Densidad: 2320[Kg. /m^3] Constante de resorte de acuerdo a la ecuacion2.51 kequ = 1.4249 N/m. Si al supera la distancia de 6.5um, se tendrá un contacto pleno entre las placas

de polisilicio, superior e inferior, Figura 4.2.

83

Figura 4.2) Separación antes de tocar placa inferior (Poly3 “color rojo”-Poly0 “color azul”).

La Tabla 4.1 muestra el desplazamiento dado por una presión en la parte

superior de la membrana.

_______________________________________________________ Tabla 4.1) Desplazamiento debido a una presión.

Presión[Pa] Desplazamiento[um]

10 0.2362

25 0.5903

30 0.7082

45 1.061

60 1.414

75 1.764

85 1.997

100 2.345

115 2.69

130 3.034

145 3.374

160 3.712

175 4.046

195 4.488

215 4.924

245 5.566

265 5.987

285 6.402

84

En la parte central de la membrana el comportamiento es lineal, los datos se

observan de manera gráfica en la Figura 4.3.

0 50 100 150 200 250 300 3500

1

2

3

4

5

6

7

Presión[Pa]

desp

laza

mie

nto

[um

]

Figura 4.3) Grafica de desplazamiento con respecto a una presión externa.

En la Figura 4.4 se observa la forma de la membrana deformada al existir la

presión en la parte superior.

Figura 4.4) Deformación de membrana.

85

4.2 Capacitancia

Para realizar la simulación de capacitancia se utilizó el “módulo MEMs” en un

análisis “Electrostática”, en donde se aplica un voltaje unitario a la línea central de la CPW.

La capacitancia de placas paralelas, generada y calculada por el programa

COMSOL, se muestra en la siguiente Tabla 4.2.

_______________________________________________________ Tabla 4.2) Valor capacitivo entre placas paralelas.

Separación entre placa superior e inferior [um] Valor Capacitivo [F]

2.5 3.234579e-14

3.0 2.840427e-14

3.5 2.458445e-14

4.0 2.311017e-14

4.5 2.058753e-14

5.5 1.802654e-14

6.5 1.621709e-14

Los datos se grafican en la Figura 4.5.

2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 61.5

2

2.5

3

3.5x 10-14

separación[um]

Cap

acita

ncia

[F]

Figura 4.5) Grafica de capacitancia.

86

4.3 Simulaciones de parámetros eléctricos o parámetros S

Se utilizó el programa HFSS para realizar una simulación de onda completa Se realizó el dibujo en 3D utilizando las propiedades de materiales, como

substrato Si, la CPW y membrana se utilizo propiedades de Cobre, es necesario un previo y breve entrenamiento en este programa, sin embargo aún así, es más sencillo que Ansys para obtener los parámetros S,

El dibujo del sensor se encuentra dentro de una caja con propiedades de aire, y

con radiación, las propiedades del material en HFSS para el cobre es permitividad y permeabilidad relativa =0.99 y 1, conductividad = 58000000 Simens/m y las base de la estructura(substrato) de silicio con permitividad y permeabilidad relativa de 1 y 11.9 respectivamente, conductividad= 0.

La excitación se realizo en un plano, utilizando puerto concentrado (lumped

port) a una impedancia resistiva de 50 ohms. Con una línea de integración en la CPW Figura 4.6a de impedancia característica Zpi, a una frecuencia de solución de 8GHz.

Figura 4.6a) Línea de integración de asignación de puerto y campo del puerto

En la Figura 4.6b se presenta el modelo en 3D con las dimensiones citadas en

el capítulo 3.

87

Figura 4.6b) Modelo en 3D del RF MEMs diseñado en el programa HFSS.

En este programa, la variación de la distancia se realizó manualmente. Con una

separación inicial de 6.8um. A continuación se presentan los resultados del simulador para una onda electromagnética, Figura 4.7 a 4.14.

Como se mencionó, la separación entre la membrana y la línea de transmisión

es de 6.8um. En la Figura 4.7 se muestra un corte transversal sobre el eje “x” visualizando la concentración del campo eléctrico a la altura de la membrana. Donde la el valor máximo de la concentración del campo en de 1.46 MV/m

88

Figura 4.7) Intensidad del campo eléctrico.

En la Figura 4.8 se muestra la distribución del campo eléctrico sin ninguna

deflexión, siendo que la separación es de 6.8un. El campo eléctrico se genera por la radiación de la guía de onda coplanar donde es transmitida la señal electromagnética.

4.8) Distribución del campo eléctrico.

89

En las Figuras 4.9, 4.10 se presentan los parámetros de dispersión o parámetros S.

En la Figura 4.9 se muestran la transmisión de la guía de onda coplanar, la cual

varía según la separación (deflexión) entre la membrana y la placa inferior (guía de onda coplanar).

Figura 4.9). Comportamiento de pérdidas de transmisión al variar la distancia entre la

membrana y guía de onda coplanar.

Conforme, la separación entre placas es mayor, la capacitancia generada por la

membrana disminuye siendo así que se crean menores pérdidas. De ésta manera, los cambios de impedancia en la línea principal se ven compensados, al grado de incrementar el ancho de banda.

En la Figura 4.10 se muestran las pérdidas por inserción. Las pérdidas por

inserción se mantienen bajas, alrededor de -22.5db hasta 5Ghz para una separación de placas mayor 0.5um. Sin embargo al seguir acercando la membrana al CPW, las pérdidas suben y sobrepasan los -13.7db.

Como se aprecia en la Figura 4.9, la transmisión comienza a bajar. Con éstos hechos es muy probable que la señal se pierda o esté muy atenuada a la salida.

90

Figura 4.10) Comportamiento de pérdidas por inserción, al variar la distancia entre la

membrana y guía de onda coplanar.

Se muestra en la Figura4.11 el comportamiento del VSWR del dispositivo.

Figura 4.11) VSWR del sensor

91

4.4 Discusión de los resultados

Se presentó el diseñó de un sensor de potencia con una estructura novedosa, al

utilizar una combinación de un conmutador de RF con una guía de onda coplanar como parte del sensor de potencia. Este sensor through tiene las propiedades de ya mencionadas en capitulo 1, no disipa la señal en comparación con los sensores terminales, no afecta a la señal RF original en el proceso de detección.

También se expuso la compensación de impedancia que a mejorado las

características de desempeño del sensor RF through, las características de desempeño se mostraron en las Figuras 4.9 y 4.10 con un rango de operación de hasta 10Ghz presentando pérdidas por inserción por debajo de -18db. Y con una transmisión de señal de -1.0db a 10Ghz.

En la Figura 4.12 se colocaron adecuadamente los resultados de la Figura 4.9,

se muestra de derecha a izquierda el incremento de la separación entre CPW y la membrana donde la grafica de mantiene en un nivel bajo con una separación de 0-6um y lo restante 0.8um se incrementa las pérdidas debido al valor capacitivo generado.

Figura 4.12) Transmisión del sensor, con variación de la separación de la membrana

0.1 0.25 0.45 0.05 0.15 0.35 0.60 0.75 0.95 1.1 3 5 6.5um

| | | | | | | | | | | |

92

En la Figura 4.13 se realizo el mismo procedimiento anterior colocaron

adecuadamente los resultados de la Figura 4.10, se muestra de derecha a izquierda el incremento de la separación entre CPW y la membrana donde la grafica de mantiene en un nivel alto con una separación de 0-6um y lo restante 0.8um disminuye la transmisión debido al valor capacitivo generado.

Figura 4.13) Perdidas por inserción del sensor con variación de altura de la membrana

En la Figura 4.14 de observa el acoplamiento que existe con de la membrana,

en esta grafica con el mismo proceso anterior se observa que es bajo el acoplamiento pero continuo con forme se acercan los conductores

0.1 0.25 0.45 0.05 0.15 0.35 0.60 0.75 0.95 1.1 3 5 6.5um

| | | | | | | | | | | |

93

Figura 4.14) Acoplamiento entre membrana y Guía de onda coplanar con dependencia de

variación en separación.

Este acoplamiento es bajo debido a que la línea central termino siendo con un

valor pequeño y la interacción es como se muestra en la Figura 4.15, así que es

por eso el valor pequeño de acoplamiento con un máximo de -5db y un minino de

-16db. El acoplamiento es medido con el parámetro S31.

Figura 4.15) Interacción eléctrica de la membrana capacitiva y CPW.

0.1 0.25 0.45 0.05 0.15 0.35 0.60 0.75 0.95 1.1 3 5 6.5um

| | | | | | | | | | | |

94

Capítulo 5 Conclusiones y Trabajo a futuro

5.1 Conclusiones

A través de este trabajo de tesis se ha presentado el diseño de un sensor de

potencia para RF, utilizando Sistemas Microelectromecánicos (MEMs). El sensor es de tipo no-terminal, lo que permite medir la potencia de una señal de RF sin disiparla. Las simulaciones demuestran que el sensor opera satisfactoriamente hasta un rango de 10Ghz con una transmisión de -1.0db y con pérdidas de inserción de -18db. Esto se logró mediante la sintonización de la impedancia dada por las dimensiones de la guía de onda coplanar y así optimizando el rendimiento del sensor.

La utilización de resortes mejoró el desempeño comparado con los sistemas

similares, que no tiene elementos extras Además el diseñó del sensor considera que eventualmente se integre en un

Circuito Integrado debido a que fue fabricado con polisicio en los Laboratorios Nacionales de Sandia., donde el dispositivo es de polisilicio, es compatible con los procesos de fabricación estándar CI CMOS,

Los resultados que se presentaron se pueden comparar con los obtenidos por

los otros autores

_______________________________________________________ Tabla 5.1) Tabla comparativa de sensores de potencia through

Seseña,

Murphy

(2010)

Fernández

(2006)

Lei Han

(2007)

Su Shi

(2009)

Zhiquiang

Zhang

(2010)

Fabricación Si Cristal de

cuarzo

GaAs GaAs GaAs

95

Frecuencia 10GHz 4Ghz 10Ghz 12Ghz 8-12Ghz

P. Inserción -18db -25db -15db -14db -19db

Transmisión -1.5db -0.2db -2db -0.5db -0.75db

Tamaño(mm) 1.6x1.3 1.3x1.0 1.2x0.6 1.2x0.5 2.5x1.5

Anclaje de Membrana Resorte Membrana Membrana Membrana Membrana

Compensación Línea Si Si No No Si

Compensación Sistemas T. No No Si Si Si

Compensación Membrana No No No No Si

Diseño Sencillo Sencillo Moderado Moderado Complejo

Figura 5.1) Simulación de parámetros S del sensor de potencia RF propuesto.

96

Figura 5.2) Resultados del sensor de

potencia RF [Fernández].

Figura 5.3) Resultados del sensor de

potencia RF [Lei Han].

Figura 5.4) Resultados del sensor de

potencia RF [Su Shi].

Figura 5.5) Resultados del sensor de

potencia RF [Zhiquiang].

97

5.2 Trabajo a futuro

• Medición, caracterización y análisis de la estructura fabricada.

• Agregar termoacopladores

• Corrección en el plano de tierra

• Modificación de la estructura para lograr una mayor interacción eléctrica con la membrana Figura 4.15

• Utilización de elementos de compensación y sintonización recientemente

se han divulgados [Zhiquiang]

• Tener una referencia, con el dispositivo fabricado en los Laboratorios Nacionales de Sandia posteriormente la fabricación de la misma estructura en el INAOE.

• Incluir diferentes materiales en el proceso de fabricación INAOE para

obtener menores pérdidas.

98

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[22] ” http://sine.ni.com/nips/cds/view/p/lang/es/nid/208935”

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[25] “Design and Characterization of Reliable RF-MEMS Routing circuits for space applications

Chapter 1: State of Art”

[26] “http://www.rfparts.com/bird6.html”

100

[27] “http://www2.rohde-schwarz.com/file_6929/TI_NRT-Z14.pdf”

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101

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102

Apéndice A: REGLAS DE DISEÑO PARA EL PROCESO DE FABRICACION

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135

Apéndice B: PATRÓN GEOMÉTRICO DE PADS

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140

9

Agilent Power Meter and Power Sensors Selection Guide 9 k

Hz10

0 kHz

10 M

Hz50

MHz

2 GHz

4.2 G

Hz6 G

Hz18

GHz

26.5

GHz

33 G

Hz40

GHz

50 G

Hz75

GHz

110 G

Hz

Power

Frequency

Peak-and-average power sensors(breakdown by dynamic range)

9 kHz

100 k

Hz10

MHz

50 M

Hz2 G

Hz4.2

GHz

6 GHz

18 G

Hz24

GHz

26.5

GHz

33 G

Hz40

GHz

50 G

Hz75

GHz

110 G

Hz

Power

Frequency

Average power sensors(breakdown by dynamic range)

–65 t

o +20

dBm

–60 t

o +20

dBm

–35 t

o +20

dBm

N192x peak-and-average sensors Compatible with P-Series power meters E932x peak-and-average sensors Compatible with EPM-P and P-Series power meters

Legend N848X average thermocouple sensor 848XD average diode sensor 848X thermocouple sensor E441X 1-path diode CW-only sensor E930X 2-path diode true-average sensor U200X USB sensors V3500A Handheld RF Power Meter

Legend

N848XB Series–5 to +44 dBm

E930XB Series–30 to +44 dBm

U200XB Series–30 to +44 dBm

N848XH Series–15 to +35 dBm

U200XH Series–50 to +30 dBm

E930XA Series–60 to +20 dBm

U200XA Series–60 to +20 dBm

848XD Series–70 to –20 dBm

848XA Series–30 to +20 dBm

N848XA Series–35 to +20 dBm

E441XA Series–70 to +20 dBm

E930XA/H Series–50 to +30 dBm

E9321A (300 kHz BW)

E9325A (300 kHz BW)

N1921A (30 MHz BW)

N1922A (30 MHz BW)

E9322A (1.5 MHz BW)

E9323A (5 MHz BW)

E9326A (1.5 MHz BW)

E9327A (5 MHz BW)

N8481BN8482B

E9300BE9301BU2001BU2000BN8481H

N8482HE9300HE9301H

E9304A OPT-H19E9300A OPT-H25

N8486AQN8486AR

N8485A OPT-33N8487A

N8482AN8481A

U2004AU2002A

U2000AU2001A

V3500A

U2002HU2001H

V8486A W8486A8483A (75 ohm)

U2000H

E9300A OPT-H24E9301A

8487DQ8486D

8485D OPT-33R8486D

8481D

E4413A OPT-H33E4412A

E9304A OPT-H18